«Электропривод нефтеперекачивающих станций с преобразователями частоты ...»

На рисунке 2.9 приведены результаты расчета погрешности в определении величины ( + ) - суммарной длительности двух этапов перезаряда коммутирующих конденсаторов.

Рисунок 2.9 – Погрешность от суммарной длительности перезаряда.

Основную роль в уменьшении величины ( + ) по сравнению с приближенным аналитическим расчетом играет уменьшение, которое происходит по двум причинам: разряд происходит от меньшего напряжения (в соответствии с рисунком 2.8), разряд происходит более быстро за счет наличия пульсаций в токе I П. Последняя причина наиболее существенна, т.е.

снятие допущения о бесконечной величине индуктивности сглаживающего дросселя приводит к уменьшению величины ( + ).

Наибольшая погрешность соответствует режиму холостого хода ( 2 = 0), в котором пульсации I П максимальны. В этом же режиме наиболее существенно проявляется влияние на ( + ) изменение емкости коммутирующих конденсаторов: с уменьшением Хс погрешность аналитического метода увеличивается за счет роста пульсаций. Аналогичным образом влияет и изменение величины Хп, однако при изменении индуктивности сглаживающего дросселя в реальных пределах ( Х П = 2 4) это влияние незначительно и им можно пренебречь. Это, в свою очередь, позволяет произвести опенку оптимального значения Хс и выбор коммутирующего конденсатора независимо от величины индуктивности сглаживающего дросселя.

Ранее в качестве критерия выбора емкости коммутирующих конденсаторов было обосновано условие снижения коммутационных перенапряжений на двигателе. Условие для выбора было записано в виде неравенства наиболее тяжелым режимом для выполнения которого является режим холостого хода ( 2 = 0). При этом, как показали численные расчеты на ЭВМ, реальная величина ( + ) меньше значения, определенного по приближенным аналитическим выражениям, т.е. существует возможность увеличения емкости коммутирующих конденсаторов с соответствующим снижением уровня перенапряжений. Как следует из рисунка 2.9, при = граничное значение емкости соответствует значению Хс = 7,4, а согласно уточненным численным расчетам граничное неравенство будет достигнуто при Хс = 5,24. На рисунке 2.I0 приведены зависимости ( + ) = f ( 2 ) для Хс = 7,4 и Хс = 5,24, рассчитанные по приближенным аналитическим выражениям и на ЭВМ. Рисунок 2,11 иллюстрирует достигаемое при изменении Хс от значения 7,4 до 5,24 снижение перенапряжений. Увеличение емкости на 40% позволяет снизить перенапряжения при номинальной нагрузке ( 2 = 3,0) примерно на 15%, при полуторакратной перегрузке по току ( 2 = 4,5 ) - на 18% (порядка 100 В). Зависимости 3 E по аналитическим выражениям, поскольку в оцениваемых режимах номинальной нагрузки и перегрузки по току погрешность в определении Ucm невелика.

Разработанный в разделе уточненный метод анализа системы AИТ-АД позволяет определить ряд характеристик электромагнитных процессов и, в частности, произвести оценку оптимального значения емкости коммутирующих конденсаторов.

Не менее важно определение оптимальной величины индуктивности сглаживающего дросселя. Последняя задача может быть решена на основе анализа гармонического устава входного и выходного тока инвертора, который должен проводиться с учетом дополнительного открывания отсекающих диодов.

Рисунок 2.10 – Зависимости ( + ) = f ( 2 ) для Хс=7,4 и Хс=5,24.

Рисунок 2.11 - Перенапряжения при номинальной нагрузке.

Необходимо отметить принципиально более высокую сложность цифровой модели, учитывающей дополнительное открывание ОД [105], по сравнению с разработанной в разделе. Действительно, рассмотренная ранее система (по сути - АИТ с ОД) представляет собой преобразователь, изменение структуры которого происходит в заранее известные (по крайней мере, на основе приближенных аналитических заражений) моменты времени.

В пределах определенных интервалов процессы могут быть описаны линейными дифференциальными уравнениями, порядок которых и коэффициенты изменяются на границах интервалов.

2.3 Математическая модель электромагнитных процессов в системе АИТ с ОД - АД с учетом работы отсекающих диодов Система АИТ с ОД, представляет собой преобразователь с переменной структурой, изменяющейся в заранее неизвестные моменты времени, которые зависят от переключения вентилей и определяемые как цепями управления, так и напряжением и током отдельных ветвей схемы [107], Электромагнитные процессы описываются системой дифференциальных уравнений с переменными коэффициентами, изменение значений которых происходит в заранее неизвестные моменты времени.

Если за начало отсчета принять момент вступления в работу тиристора VS3 в фазе В анодной группы инвертора, то наличие токов тиристоров I1 I на шести 60-градусных этапах 360-градусного цикла расчета описывается таблицей 2.1. Будем понимать под "основными" токами диодов i1 i6 такие, которые существуют в условиях мгновенной коммутации и при отсутствии дополнительного открывания отсекающих диодов. Тогда в таблице 2. значения токов могут быть поставлены, в соответствие с таблицой 2.2, (в которой отмечены наличия основных токов диодов на момент начала каждого 60-градусного этапа). Соответствие токов диодов и токов тиристоров зависит от величины. Таблица 2.2 составлена для режимов >. Для случая < в таблице 2.1 значения токов должны быть поставлены в соответствие с таблицой 2.3. Коммутационные (т.е.

возникающие в результате коммутации) и дополнительные (т.е.

возникающие при дополнительном открывании ОД) токи диодов появляются при выполнении определенных условий, зависящих от значений линейных напряжений на двигателе и напряжений на коммутирующих конденсаторах.

В таблице 2.4. приведены условия появления коммутационных и дополнительных токов диодов в зависимости от того, ток какого диода существует в данный момент. Проверка появления новых токов производится независимо в анодной и катодной группах инвертора. Помимо проверки по условиям таблицы 2.4 появления новых токов, на каждом шаге интегрирования проверяется на исчезновение каждой, из ранее существовавших; если ток принял отрицательное значение, то он в дальнейшем полагается равным нулю.

Таблица 2.1 Значение токов тиристоров на шести 60-градусных этапах этапа Таблица 2.2 Значение основных токов диодов на момент начала этапа Таблица 2.3 Значение основных токов диодов на момент начала этапа Очевидно, что в любой момент времени выполняются условия:

Подобный подход, согласно терминологии, используемой в [107], представляет, по сути, имитационное моделирование тиристорного преобразователя.

Запишем уравнения связи между проекциями векторов напряжения, и тока на ортогональные оси декартовой системы координат и проекциями на оси трехфазной системы координат. Как и ранее, полагаем ось d совмещенной с осью А.

Запишем также уравнения связи между токами диодов и фазными токами двигателя Используем уравнения двигателя в форме (2.3), (2.4).

Перепишем их с учетом уравнений связи в форме (2.32) В формуле (2.34) токи диодов i1 i6 входят в уравнения двигателя в качестве основных токовых переменных. При одновременном существовании несколько токов в одной группе инвертора появляются дополнительные уравнения.

Уравнения таблицы 2.5 образуются из логических уравнений таблицы 2.4. путем преобразования их в алгебраические с учетом уравнений связи для напряжений (2.32). Процессы в инверторе описываются через уравнения напряжений на шести коммутирующих конденсаторах U1 U 6 :

где значение тока i задается таблицей 2.6 в зависимости от номера конденсатора и номера 60-градусного этапа в общем 360-градусном цикле расчета.

Уравнение (2.35) с учетом таблицы 2.6, удобно представить в виде двух матричных уравнений для анодной и катодной групп:

где I = 1; 3; 5 для (2.36); i=2; 4; 6 для (2.37) – номера конденсаторов;

Таблица 2.4 Условия появления коммутационных и дополнительных токов диодов Пров.

Таблица 2.5 Дополнительные уравнения при существовании нескольких токов диодов Таблица 2. этапа Номера строк в данных матрицах соответствуют номерам этапов, т.е.

при переходе от одного 60-градусного этапа к другому происходит выбор из прямоугольной матрицы соответствующей матрицы - строки, которая и участвует в расчете. Начальные значения напряжений на конденсаторах анодной группы записываются в виде (2.38):

Здесь и ниже учтено, что начальное значение входного тока инвертора принято I П = 1.

Начальные значения напряжений на конденсаторах катодной группы записываются по-разному для трех возможных вариантов исходных структур (в соответствии с классификацией, принятой в разделе). Для первого Фазовое положение векторов тока статора I1 и потокосцепления ротора 2, определяющее начальные значения проекций 2 d и 2 q в соответствии с принятым началом отсчета (момент коммутации тиристоров VS1 и VS3), показано на рисунке 2.12.

Рисунок 2.12 - Фазовое положение векторов тока статора I1.

Зависимость = f ( 2 ) приведена на рисунке 2.13.

Уравнение звена постоянного тока записывается в виде:

Составляющие напряжения U П и U П, формируемые соответственно в анодной и катодной группе инвертора, задаются в зависимости от наличия токов диодов и номера 60-градусного этапа таблицей Полученная система, состоящая из уравнений двигателя, инвертора и звена постоянного тока, содержит как дифференциальные уравнения- (2.34), (2.36), (2.37), (2.43), так и алгебраические - дополнительные уравнения таблицы 2.5. Преобразуем эту смешанную систему уравнений в единую систему дифференциальных уравнений.

Рассмотрим для примера случай» когда существуют два тока в анодной группе – i1 и i3 и один ток в катодной группе - i2. Умножая третье уравнение системы (2.34) на, а четвертое - и вычитая из третьего уравнения четвертое, получаем:

Выражение в последних скобках в соответствии с табл. 2.5 может быть заменено на U1, Полученное уравнение дополняется уравнением В полученных уравнениях переменные Ud и Uq исключены.

Аналогично можно рассмотреть другие комбинации токов. В уравнения вида (2.44), (2.45) вводятся коэффициенты наличия токов диодов A1 A6 и инверсные им коэффициенты Присвоение значений коэффициентам производится на каждом шаге интегрирования после проверки на исчезновение ранее существовавших токов и на появление новых.

Результирующая система уравнений для токов имеет вид:

pi = A1( pI п - pi3 - pi5 );

pi2 = A2 ( pI п - pi4 - pi6 );

+U4 ;

Шесть уравнений системы (2.46) дополняются двумя первыми уравнениями двигателя (2.34), шестью уравнениями напряжений на конденсаторах, записанных в матричной форме (2.36), (2.37), и уравнением звена постоянного тока (2.43). Полученная система пятнадцатого порядка содержит в общем случае пятнадцать неизвестных: токи диодов i1 i6, напряжения на конденсаторах U 1 U 6, потокосцепления 2d, 2q и ток I п.

Напряжения Ud, Uq (либо фазные напряжения UA, UВ, UС) являются зависимыми переменными, вычисляемыми из третьего и четвертого уравнений двигателя (2.34). Эти два уравнения не входят в основную систему, т.е. являются вспомогательными, однако подлежат расчету на каждом шаге интегрирования, т.к. переменные Ud и Uq используется для проверки логических условий появления токов по табл. 2.4.

Правая часть уравнения звена постоянного тока (2.43) была описана выше в табличной форме. Введением коэффициентов B1 B6 и матриц C A и C K перейдем к более удобной форме записи. Значения коэффициентов B1, B3, B5, относящихся к анодной группе инвертора, устанавливаются в зависимости от сочетания коэффициента А1, А3, А5 в соответствии с мнемосхемой на рисунке 2.14.

Аналогичное правило существует для коэффициентов B2, B4, B6.

Матрицы C A и C K, показывающие, какой конденсатор, соответственно в анодной и катодной группах участвует в создании напряжения входе инвертора, имеют следующий вид:

Результирующая форма уравнения звена постоянного тока с учетом выражений для Ud и Uq имеет вид (2.47):

Решение системы дифференциальных уравнений проводится одношаговым методом Рунге - Кутта четвертого порядка с промежуточным преобразованием к требуемому стандартизованному виду решением системы линейных уравнений методом Гаусса.

В соответствии с таблицами 2.2 и 2.3 начальные значения токов равны Амплитуда гармоник выходного тока рассчитывается следующим образом. В соответствии с [75] результирующий вектор трех периодических функций, сдвинутых на периода, может быть представлен в виде ряда Фурье:

Для выходного тока АИТ n = 6m+1, Коэффициенты разложения в ряд Фурье для nй гармоники могут быть представлены в виде:

В соответствии с (2.49) На рисунках 2.15 и 2.16 приведены результаты расчета на ЭВМ гармонического состава входного и выходного тока инвертора, позволяющие сформулировать требования к величине индуктивности сглаживающего дросселя. Прежде всего, отметим отсутствие в литературе критериев по выбору индуктивности Ln.Обычно оценка проводится по величине пульсаций I п во входном токе инвертора I п, причем абсолютным критерием является лишь отсутствие режима прерывистого тока /40/. В /48/ принимается величина значения в наиболее тяжелом по пульсациям режиме холостого хода).

Расчет в /48/ проводится по площади составляющей одного знака реальных значений емкости коммутирующих конденсаторов величину Хп= 4.

Иная формула для расчета приводится в [60, 67] Расчет по ней дает значение Хп= 6. Обычно на практике, исходя из приближенных оценок по методу /48/, выбирается дроссель со значением индуктивности, определяемой величиной Хп= 3-4. Такая оценка величины Хп по приближенному аналитическому методу имеет два недостатка:

Рисунок 2.15 - Гармонического состава входного тока инвертора.

Рисунок 2.16 - Гармонического состава выходного тока инвертора/ В выполненном ниже на основании численных расчетов анализе предлагается в качестве дополнительного критерия выбора величины Ln помимо уровня пульсаций во входном токе инвертора, рассматривать гармонический состав выходного тока, высшие гармоники в котором вызывают дополнительные потери в двигателе. Гармонический состав выходного тока оценивается как спектрально – по величине амплитуды высших гармоник, так и по интегральной гатеристике - коэффициенту искажений.

Анализ результатов расчетов позволяет сделать следующие выводы:

I. Существует возможность снижения величины индуктивности сглаживающего дросселя до значения Хп= 2 (т.е. в 1,5 - 2 раза по сравнению со значением из аналитического расчета) без существенного снижения коэффициента искажений Ки. Это объясняется противоположным влиянием величины I п на амплитуду различных высших гармоник в кривой выходного тока: с ростом I п амплитуда пятой гармоники возрастает, а седьмой, одиннадцатой и более высоких падает. Наибольшие пульсации I п и наименьшая величина Ки наблюдается в режиме холостого хода ( 2 = 0 ).

При этом ориентация на значение Хс = 8,4 дает величину ориентация на назначение Хс = 5,24 дает величину Ки = 0,945 и I п(-) удовлетворительное качество выходного тока инвертора на холостом ходу двигателя. При этом в режимах, близких к номинальной нагрузке, коэффициент К и= 0,96, т.е. примерно соответствует теоретическому значению Ки = 0,955 для прямоугольно-ступенчатой кривой выходного тока АИТ.

2. Снижение величины Хп до значения Хп= 1 и ниже приводит к резкому снижению величины Ки в режиме холостого хода. Это объясняется тем, что при I ростом I п амплитуда седьмой гармоники увеличивается. Таким образом, амплитуды двух старших гармоник - пятой и седьмой - с ростом I п начинают расти, и резко снижается величина Ки. Отсюда очевидна целесообразность ориентации при выборе Lп на значения, не превышающие 150 0.

однозначно: с ростом емкости растет величина. Однако это влияние существенно, только в режимах, близких к холостому ходу, а в режимах, близких к номинальной нагрузке, незначительно. Последнее может быть объяснено тем, что при 2 > 3, 0 увеличение емкости заметно компенсируется снижением напряжения и площадь переменной незначительно.

4. Влияние величины ХС на гармонический состав выходного тока неоднозначно и аналитически трудно предсказуемо. Действительно, увеличение емкости приводит к увеличению пульсаций I п, а значит, ухудшает гармонический состав выходного тока. С другой стороны, увеличение емкости увеличивает значение фронтов в кривой выходного тока и уменьшает амплитуду высших гармоник.

Связь амплитуды гармоники с величиной при Ln= описывается выражением (2.51) Анализ результатов расчетов показывает, что первая из двух указанных выше тенденций (ухудшение гармонического состава выходного тока при увеличении емкости) выражена сильнее, однако в реальном диапазоне изменения величины Хс это влияние значительно.

амплитудой шестой гармоники входном токе можно, в принципе, по величине I п.

6. Немонотонный характер зависимостей на рисунках 2.17 и 2. объясняется наличием двух причин:

-дополнительным открыванием отсекающих диодов, проявляющимся как через уменьшение первой гармоники выходного тока, так и через изменение величины площади переменной составляющей напряжения на входе инвертора;

-зависимостью I f ( ) которая с учетом немонотонной зависимости ф акт f ( 2 ) также имеет немонотонный характер.

7. Наблюдается резкая зависимость Iп = f ( 2 ), что предопределяет целесообразность проектирования сглаживающих дросселей с существенно нелинейной характеристикой L = f(I).

2.4 Выводы по разделу Проведенный в настоящем разделе уточненный анализ электромагнитных процессов на основе разработанных математических моделей системы АИТ-АД позволяет сделать следующие основные выводы;

1.Без учета дополнительного открывания отсекающих диодов существуют три возможных варианта структуры силовой схемы, каждый из которых на интервале повторяемости может принимать три различные конфигурации. Существование того или иного варианта структур зависит от величины емкости коммутирующих конденсаторов и от режима электропривода по току (параметр 2 ).

2. Для всех возможных структур силовой схемы составлены полные системы дифференциальных уравнений, включающие в себя уравнения асинхронного двигателя, уравнения инвертора и уравнения звена постоянного тока. Анализ процессов, проведенный с учетом снятия ранее принятых допущений о бесконечной величине индуктивности входного дросселя и неизменности э.д.с. двигателя на интервале коммутации, позволил оценить погрешность приближенного аналитического метода.

3. При анализе результатов численного расчета электромагнитных процессов на ЭВМ установлена возможность увеличения примерно на предельно допустимой величины емкости коммутирующих конденсаторов, в результате чего достигается 15-процентное снижение напряжений на двигателе в номинальном режиме.

4. Анализ гармонического состава выходного тока инвертора должен проводиться с учетом дополнительного открывания отсекающих диодов. Для указанных целей разработана математическая модель преобразователя с переменной структурой, представляющая собой систему дифференциальных уравнений с переменными коэффициентами, значения которых устанавливаются в зависимости от состояния всех тиристоров и диодов инвертора.

5.Установлена возможность снижения величины индуктивности сглаживающего дросселя Ln по сравнению со значением из расчета по приближенному аналитическому методу в 1,5-2 раза без существенного снижения коэффициента искажений выходного тока. Выбор величины Ln производится по уровню пульсаций во входном токе инвертора.

3 Оптимизация параметров элементов автономного инвертора тока и сопоставительный анализ схем 3.1 Специальные тиристоры для мощных инверторов тока Мощные частотнорегулируемые электроприводы целесообразно выполнять на основе преобразователей частоты с автономными инверторами тока, поскольку последние обеспечивают хорошую электромагнитную совместимость с обычным серийным двигателем без использования специальных выходных фильтров. Поскольку к мощным преобразователям предъявляются повышенные требования по минимизации тепловыделений (потерь в полупроводниковых приборах), однооперационные тиристоры, имеющие значительно меньшие по сравнению с полностью управляемыми приборами (ПУП), например, GТО и IGCT, падения напряжения в открытом состоянии, остаются в центре внимания разработчиков. С другой стороны, целесообразность применения ПУП в схеме АИТ, где на стороне переменного тока всегда будут присутствовать конденсаторы, сочетающие функции компенсации реактивной мощности нагрузки и коммутации тиристоров, весьма неоднозначна и может диктоваться только высокими характеристиками ПУП. Таким образом, если однооперационные тиристоры с низкими падениями напряжения обладают хорошими динамическим характеристиками, то их применение в мощных ПЧ на основе АИТ, вместо полностью управляемых приборов приносит ощутимые результаты.

Принципиально важным для тиристоров, использующихся в АИТ, является то, что они должны иметь малую скорость уменьшения (обрыва) тока обратного восстановления diR/dt. Это обусловлено тем, что в АИТ при переключении тиристоров из включенного состояния обратным напряжения, скорость уменьшения прямого тока (dif/dt) велика и составляет ~ А/мкс. В результате этого при применении в АИТ существующих тиристоров амплитуда тока обратного восстановления IRM и скорость его уменьшения (diR/dt) становятся большими, что приводит к возникновению на них недопустимых перенапряжений (URM). Форма тока и напряжения на тиристоре при его переключении из открытого состояния (прямой тока равен IТМ) обратным напряжением (UR) приведена на рисунке 3.1.

На ОАО «Электровыпрямитель» (Россия, г. Саранск) в сотрудничестве с НПП «ЭОС» (Украина, г. Харьков) разработан и освоен в производстве новый класс тиристоров с малой скоростью уменьшения тока обратного восстановления, предназначенных для работы в АИТ, которые по аналогии с диодами с «мягким» восстановлением (soft recovery diodes (SRD) назвали тиристоры с «мягким» восстановлением (soft recovery thyristors (SRT) [116].

Для оптимизации структуры и улучшения сочетания параметров тиристоров с «мягким» восстановлением используется квазитрёхмерная математическая модель такого тиристора в радиально-симметричном приближении, описывающая реальную полупроводниковую структуру в виде множества повторяющихся элементарных структур цилиндрической формы представленных на рисунке 3.2. На рисунке 3.3 приведено одномерное распределение концентрации легирующей примеси п + - р – п - р структуры, которое использовалось при моделировании тиристора.

Рисунок 3.1 - Форма тока и напряжения на тиристоре при его переключении.

Для описания стационарных и переходных процессов, протекающих при работе тиристора, необходимо определить динамическое распределение концентрации носителей заряда, электростатического потенциала и температуры в его базовых областях. Для этого необходимо совместно решить феноменологическую систему дифференциальных уравнений полупроводника (уравнений непрерывности, плотностей токов, Пуассона), а также уравнений электрического баланса внешней цепи.

Система (3.1) решается относительно: - электростатический потенциал, n и p - концентрация электронов и дырок (связаны с фп и фр квазипотенциалами Ферми для электронов и дырок). Уравнения для плотностей токов электронов и дырок имеют вид:

где п и p - подвижности электронов и дырок, R -скорость электроннодырочной рекомбинации. Физические константы и параметры материала: q -элементарный заряд электрона, - диэлектрическая проницаемость, ND и NA - концентрация ионизированных атомов донорной и акцепторной примеси.

Рисунок 3.2 - Структура элементарной ячейки моделируемого тиристора.

Расчет обратной вольтамперной характеристики (ВАХ) и ВАХ в закрытом состоянии SRT производится в квазистационарном режиме, когда постепенно увеличивалось напряжение на структуре, и вычислялся ток, протекающий через нее.

Расчет ВАХ тиристора в открытом состоянии и переходного процесса переключения тиристора из открытого состояния обратным напряжением, проводится для схемы, приведенной на рисунке 3.4.

Одним из методов, который использовался для снижения величины IRM и увеличения KF тиристоров с «мягким» восстановлением, был метод протонного облучения.

Распределение концентрации радиационных дефектов по длине пробега протонов в Si неравномерно: концентрация радиационных дефектов монотонно и сравнительно медленно возрастает вглубь кристалла от облучаемой поверхности и резко увеличивается в области остановки протонов. При этом соотношение концентраций в этой области и в области облучаемой поверхности прибора составляет 10 15.

Ширина области повышенной рекомбинации составляет 20 30 мкм.

1,2,3 - области повышенной рекомбинации, создаваемые в результате протонного облучения; 1,2 - облучение со стороны катода, 3 - облучение со Рисунок З.3 - Профиль распределения концентрации легирующей примеси и рекомбинационных центров в тиристорной структуре.

Рисунок 3.4 - Эквивалентная электрическая схема установки.

С использованием данной математической модели проводится моделирование протонного облучения полупроводниковой структуры в середину n - базовой области со стороны катода и в окрестность анодного р -n перехода, как со стороны катода, так и со стороны анода. Создаваемые при этом области повышенной рекомбинации приведены на рисунке 3.3.

а) Зависимость UT от kF для различных режимов протонного облучения, б) Зависимость UT от IRM для различных режимов протонного облучения Рисунок 3.5 – Зависимости напряжения от протонного облучения.

Режимы протонного (1-3) облучения указаны в соответствие с рисунком 3.3. На рисунке 3.5 приведены зависимости величин IRM/IRM0, где IRM0 величина IRM на тиристоре до протонного облучения, и KF от величины UT для SRT при различных режимах протонного облучения. Осциллограммы токов при этих режимах облучения представлены на рисунке 3.6.

Рисунок 3.6 - Осциллограммы токов обратного восстановления для разных режимов протонного облучения (режимы протонного (1-3) облучения указаны в соответствие с рисунком 3.3).

Из этих данных следует, что для увеличения KF и снижения IRM наиболее оптимальным является облучение со стороны анода.

На рисунке 3.7 приведена осциллограмма перенапряжения при выключении SRT в модульном исполнении типа МТБ800-24 в преобразователе частоты ПЧТЭ-3150 (3150 кВт, 660В) производства НПП «ЭОС» (г. Харьков).

Установившееся значение напряжения в контуре коммутации – 1100В, напряжение на тиристоре – 1500В, коэффициент перенапряжений - 1,36, причем эти характеристики получены при использовании «легких» RCцепей. Особо отмечаем плавный характер нарастания обратного напряжения, характерный для SRT приборов.

В целом проведенные расчеты позволили выбрать оптимальное распределение концентрации рекомбинационных центров и оптимальное значения режимов протонного облучения.

Рисунок 3.7 - Осциллограмма напряжения при выключении Моделирование тиристоров с «мягким» восстановлением с использованием математической модели, позволяет значительно сократить время и затраты при разработке приборов с нужным потребителю сочетанием электрических параметров [116].

3.2 Анализ процессов в автономных инверторах тока с различными схемами и полупроводниковыми элементами Рассмотрим схему АИТ с коммутирующими тиристорами (АИТ с фазным узлом коммутации). Электромагнитные процессы в схемах АИТ с ОД и АИТ с КТ при одинаковых значениях эквивалентной емкости узла коммутации идентичны. Поэтому пригодны для использования уравнения главы 1 и подход к оценке оптимальной величины эквивалентной емкости коммутирующих конденсаторов, изложенный выше.

Оценим достоинства схемы.

I. В схеме АИТ с ОД 6-ть конденсаторов емкостью С1 = Суммарная емкость в схеме С = 6С1 = 4С к В схеме АИТ с КТ 3 конденсатора емкостью С1 = С к Суммарная емкость в схеме С = 3С1 = 3С к Таким образом, при одинаковых значениях эквивалентной емкости узла коммутации суммарная установленная мощность конденсаторов в схеме АИТ с КТ на 25% меньше, чем в схеме АИТ с ОД.

2. Поскольку схема АИТ с КТ имеет фазный узел коммутации, то условие завершённости коммутационных процессов запишем в виде:

После преобразований с учетом уравнений главы 1 получаем:

или приведена на рисунке 3.8 кривая I, где также показана соответствующая коммутационных процессов для схемы АИТ с КТ (кривая 1) и АИТ с ОД Рисунок 3.9 - Зависимости соответствующее максимуму кривой I на рисунке, поскольку условие (1.22) желательно не нарушать. При этом коэффициент перенапряжений на двигателе схемы АИТ с ОД - 1,3 (соответственно кривые 1 и 2 на рисунке 3.9).

Таким образом, в схеме АИТ с КТ может быть получено некоторое снижение коммутационных перенапряжений, однако достигается это при существенных недостатках схемы:

1. Усложнение системы управления в части формирователей импульсов. Усложнение происходит как за счет увеличения общего количества тиристоров, так и за счет необходимости подачи на основной тиристор широкого импульса (поскольку время перезаряда конденсаторов меняется с изменением нагрузки).

2. Усложнение системы управления в части схемы пуска. Усложнение происходит из-за необходимости формирования при пуске алгоритма включения тиристоров, отличного от рабочего алгоритма.

3. Необходимость использования тиристоров высокого класса по напряжению (класс основных тиристоров АИТ с КТ соответствует классу диодов в схеме АИТ с ОД). При этом отмечаем, что серийно выпускаемые промышленностью диоды обычно имеют более высокий класс, чем тиристоры.

4. В отличие от схемы АИТ с ОД в данной схеме принципиально невозможно формирование режима ШИМ - тока, который является эффективным средством расширения нижней границы частотного диапазона АИТ.

Рассмотрим ещё две группы схем АИТ: с двухступенчатой коммутацией и ускоренным перезарядом коммутирующих конденсаторов (рис. 3.10) и классификационную группу АИТ с трехступенчатой коммутацией (рис.3.11 и 3.12).

Рисунок 3.10 - Схема АИТ с ускоренным перезарядом конденсаторов а и ее Рисунок 3.11 - Схема АИТ с диодным мостом и RC – ограничителем Рисунок 3.12 - Схема АИТ с диодным мостом и тиристорным ограничителем При резком различии схемотехнических решений эти две группы схем предназначены для использования в одинаковых целях – для многодвигательных электроприводов с меняющимся в процессе работы количеством двигателей. Для АИТ с трехступенчатой коммутацией поставленная цель достигается благодаря использованию коммутирующих конденсаторов малой емкости, которые не будут избыточными даже при отключении части нагрузки. А коммутационные перенапряжения, величина которых может быть большой из-за малой емкости конденсаторов, остаются на допустимом уровне благодаря наличию устройств ограничения перенапряжений. Для АИТ с ускоренным перезарядом емкость коммутирующих конденсаторов велика и большие коммутационные перенапряжения не возникают. А недопустимое затягивание коммутационных процессов при отключении части нагрузки исключается благодаря наличию устройств ускоренного перезаряда.

При этом поставленная цель и в том, и в другом случае достигается за счет существенного усложнения силовой схемы. В связи с изложенным, применение АИТ с ускоренным перезарядом и АИТ с трехступенчатой коммутацией не представляется перспективным.

3.3. Оценка возможностей АИТ с полностью управляемыми тиристорами Появление запираемых тиристоров в 90-ые годы 20-го столетия привело к заметному упрощению автономного инвертора напряжения за счет исключения узлов принудительной коммутации и устройств подзаряда коммутирующих конденсаторов, формирователей импульсов для коммутирующих тиристоров и др. Поэтому ПЧ с АИН на запираемых тиристорах (ЗТ) превосходят по массогабаритным показателям аналогичный преобразователь с АИН на обычных тиристорах.

Целесообразность применения запираемых тиристоров в АИТ не столь безусловна, как в АИН, поскольку в инверторе тока даже при использовании ЗТ будут оставаться коммутирующие (а точнее по названию компенсирующие) конденсаторы или, в общем случае, некоторые устройства сброса энергии.

Все варианты схем АИТ на ЗТ, сообщения о которых имеются в зарубежных источниках, может быть сведено к двум наиболее типичным.

Первая схема (рисунок 3.13) представляет собой обычный трехфазный параллельный инвертор тока, т.е. отличается от АИТ с ОД применением в качестве управляемых ключей запираемых тиристоров и отсутствием отсекающих диодов. Однако известно, что ОД в АИТ не только обеспечивают высокую коммутационную устойчивость, но и исключают постоянное существование колебательных контуров из конденсаторов и индуктивности короткого замыкания двигателя.

Как показано ранее на примере схемы преобразователя фирмы «Allen Bradley», в параллельном инверторе при работе на двигатель возможно возникновение высокочастотных колебаний, для борьбы с которыми необходимо использовать специальные усложнённые алгоритмы управления, например, алгоритм "shoot-through" (сквозное закорачивание плеча инвертора).

Более правильный подход к созданию АИТ на ЗТ наблюдается в схеме, изображенной на рисунке 3.14. Эта схема, помимо собственно трехфазного мостового инвертора на ЗТ, содержит, в общем случае, устройство сброса энергии, состоящее из диодного моста и конденсатора выполняющего функции ограничителя коммутационных перенапряжений, и устройство возврата энергии в цепь постоянного тока, на 4-х запираемых тиристорах и 4-х диодах.

Рисунок 3.13 - Схема параллельного АИТ на ЗТ.

Рисунок - 3.14. Схема АИТ на ЗТ с устройством сброса.

Выполненный ниже анализ ставил своей целью определение мощности идеализированного устройства сброса и верхней граничной частоты ПЧ на базе данного АИТ.

Оценим, энергию, выводимую в идеализированное устройство сброса за один цикл коммутации. Ток на интервале коммутации меняется по закону:

(т.е. при допущении о неизменности э.д.с. двигателя коммутации - ток меняется по линейному закону). Из (1.45) получаем, что длительность коммутации:

Тогда оцениваемая энергия равна где К П = - коэффициент коммутационных перенапряжений.

Определим мощность устройства сброса:

KП KП КП

Перейдем к относительным единицам, приняв за базовую установленную мощность инвертора:

В конечном выражении (3.10) для сопротивлений в относительных единицах оставлены те же обозначения, что и для сопротивлений в абсолютных единицах в (3.9).

Проведя расчет величины РСБР. для следующих исходных данных Не менее существенным недостатком рассматриваемого инвертора является его многоэлементность; общее количество полупроводниковых приборов - 20 против 12-ти в АИТ с ОД, в том числе управляемых приборов (в данном случае - ЗТ), требующих формирователей импульсов - 10 против 6-ти в АИТ с ОД. Следует также учесть общие сложности, связанные с применением ЗТ, такие, как необходимость усложнения формирователей импульсов, необходимость применения усложненных защитных RCД-цепей, токоограничивающих реакторов в цепях возврата энергии, повышенные по сравнению с обычными тиристорами падения напряжения и стоимость ЗТ.

Эти недостатки очевидны, поэтому в качестве достоинств предлагаемого АИТ выдвигают не его простоту и высокие массо габаритные показатели, а возможность получения высокой частоты. Данное утверждение также подлежит оценке.

Поскольку рассматриваемый АИТ содержит общее для всех тиристоров устройство сброса энергии, предельная длительность интервала коммутации составляет 60°. Тогда (3.7) можно переписать следующим образом:

откуда, переходя к относительным единицам, получаем:

Рассмотрим режим холостого хода, в котором изменение величины коэффициента коммутационных перенапряжений КП наиболее существенно влияет на длительность интервала коммутации Т, а значит, и на величину пред..

Данная зависимость пред. = f (к П ) приведена на рисунке 3.15. Учитывая, что рассматриваемый АИТ на ЗТ имеет существенно неблагоприятные для двигателя коммутационные перенапряжения, как по длительности, так и по форме (прямоугольные вместо "пиковых" в АИТ с ОД), величину КП не следует принимать большей, чем 1,15-1,2. Предельная частота при этом не превышает 100130Гц, что, по-видимому, не оправдывает осуществленное для этого усложнение схемы. Следует также иметь в виду, что при необходимости длительной работы на высокой частоте пропорционально величине растет мощность устройства сброса. При частоте f = 150Гц, КП = 1,2 и номинальной нагрузке мощность устройства сброса может составлять половину мощности инвертора.

Рисунок 3.15 - К определению предельной частоты АИТ на ЗТ с устройством В заключение подчеркнем общность проведенного анализа, результаты которого не зависят ни от схемного исполнения устройства сброса, ни от конечных приемников, в которые возвращается энергия. Полученные выводы подтверждают, что применение ЗТ в АИТ вместо обычных тиристоров является спорным, поскольку без явного улучшения функциональных свойств преобразователя, приводит к его существенному усложнению.

Относительно большое разнообразие схем АИТ, предлагаемых в литературе для использования в системах частотнорегулируемого электропривода, потребовало проведения специального сопоставительного анализа с целью определения наиболее рациональной схемы. В качестве критерия рациональности инвертора принята максимальная схемная простота, определяющая высокие показатели технологичности на заводеизготовителе и обеспечивающая повышенную надежность при эксплуатации.

Сопоставлены различные схемы инверторов тока: АИТ с ОД, АИТ с КТ, АИТ с трёхступенчатой коммутацией и АИТ с ускоренным перезарядом.

Определены условия выбора емкости коммутирующих конденсаторов указанных схем, при которых достигается снижение напряжения на конденсаторе и коммутационных перенапряжений на двигателе. Наиболее перспективным для частотнорегулируемых электроприводов представляется схема АИТ с ОД.

Оценены перспективы использования запираемых тиристоров (GTO, IGCT) в АИТ. Рассмотрены различные схемы АИТ на ЗТ, оценена возможность увеличения предельной частоты в схеме АИТ с устройством сброса.

Обоснована целесообразность использования специальных типов однооперационных приборов в АИТ. Предложены для использования в АИТ тиристоры с «мягким» восстановлением (SRT-тиристоры), позволяющие существенно повысить надёжность преобразователя за счёт снижения уровня перенапряжений при выключении полупроводникового прибора.

3.4 Разработка и вопросы использования специальных законов управления автономными инверторами тока В разделе I было показано, что такие важнейшие характеристики ПЧ, как качество выходного напряжения (величина коммутационных перенапряжений), допустимая перезагрузка по току, максимальная частота диапазона регулирования взаимосвязаны и определяются величиной емкости коммутирующих конденсаторов АИТ. Уменьшение коммутационных перенапряжений может быть достигнуто при увеличении емкости, при этом верхнее граничное значение определяется условием завершенности коммутационных процессов +, обеспечивающим устойчивость электропривода. Помимо схемных решений по предотвращению избыточности величины емкости, а также результатов, достигаемых при переходе к уточненным численным методам расчета, существует и третий путь, связанный с использованием специальных законов регулирования.

Обратимся к граничной зависимости При регулирование по закону постоянства потокосцепление ротора 2 = const максимально допустимое значение емкости определяется значением обеспечивать регулирование по закону = ном = const, то как следует из рисунка 3.16, граничное значение емкости может быть увеличено.

Рисунок 3.16 – Граничные условия по закону регулирования.

Для двигателей обычных серий типичное значение ном = 720. Величина, определяющая С мах, должна быть принята по наибольшему из значений кривых I и 2 в точке ном = 720 (кривая 2 на рисунке 3.16 соответствует условию 3 E 1, которое желательно не нарушать.). Таким образом может быть разрешено снижение величины до значения I,9, что обеспечивает возможность выбора одного из нескольких путей улучшения технико – экономических показателей АИТ:

Снижение коммутационных перенапряжений за счет увеличения емкости. Одновременно это позволяет увеличить допустимую перезагрузку по току, не опасаясь появления чрезмерно высоких перенапряжений.

Расширение вверх частотного диапазона АИТ, т.е. увеличение за счет возможности выбора меньшего значения.

Расширение области применения ПЧ с АИТ на многодвигательные электроприводы при допустимости отключения некоторого количества приводных двигателей.

Запись вида arctg 2 = const является одной из форм представления экономичного закона регулирования [117]:

Поскольку в области номинального режима обеспечивается работа АД с максимальными значениями к.п.д. и cos (при условии отсутствия насыщения, т.е. при постоянных параметрах двигателя), данный закон является эффективным по энергетике привода. Выше показано, что регулирование по этому закону схемы АИТ с ОД.

На рисунке 3.17 приведена структурная схема реализованной на практике системы, обеспечивающей регулирование по закону arctg 2 = const [117].

УВ – управляемый выпрямитель, ЗИ – задатчик интенсивности, АИТ – автономный инвертор тока, СИФУ – система управления выпрямителем, Т – регулятор тока, СУИ – система управления инвертором, РС – регулятор скорости, ЗФ – задатчик фазы, РЧ – регулятор частоты, ИФ – измеритель фазы, РП – регулятор потока, КФ – корректор фазы, ЗЧ – задатчик частоты, ФП – функциональный преобразователь.

Рисунок 3.17 – Структурная схема системы электропривода.

Система обеспечивает слежение за нагрузочным моментом посредством измерения фазового угла нагрузки (или угла = ) в блоке ИФ, на вход которого поступают сигналы с датчиков фазных токов двигателя. В блоке корректора фазы (КФ) производится сравнение фактического значения угла факт со значением ном.

Формирование задания номинального угла ном производится в блоке 3Ф. Сигнал с выхода корректора фазы поступает на управляющий вход импульсного регулятора частоты, на основной вход которого подается сигнал задания частоты с выхода датчика интенсивности (ЗИ). Импульсное регулирование частоты инвертора обеспечивает поддержание номинального скольжения двигателя.

Сигнал рассогласования между заданной и скорректированной частотой отрабатывается регулятором скорости (РС), выходной сигнал которого, определяющий момент двигателя, поступает на вход функционального преобразователя (ФП), Последний реализует функцию извлечения корня квадратного. Сигнал с его выхода поступает на вход регулятора тока (РТ) в качестве сигнала задания и на вход регулятора потока (РП) в качестве сигнала задания потока. Выходной сигнал регулятора потока производит дополнительную коррекцию частоты, обеспечивая более точное поддерживание номинального скольжения, соответствующего конкретному двигателю.

Предложенная система регулирования весьма эффективна, но не является универсальной. Область ее применение ограничивается нединамичными электроприводами, в которых отсутствуют резкие изменения момента нагрузки. В последнем случае поток двигателя, будучи ослабленным на холостом ходу и являясь инерционной величиной, не может быть отработан с достаточным быстродействием. Тем не менее, существует широкий класс механизмов (насосы, вентиляторы, компрессоры и др.), удовлетворяющих указанным ограничениям. А поскольку в этих областях применения внедрение регулируемых электроприводов происходит наиболее интенсивно /138-140/, сделанные выше выводы о возможностях улучшения технико – экономических показателей АИТ широко реализуются на практике.

АИТ с ШИМ, как средство улучшения гармонического состава выходного тока и расширения диапазона регулирования Для большинства общепромышленных приводов требуемая минимальная частота диапазона регулирования не менее 5-10 Гц. Однако для ряда специальных применений (например, для некоторых испытательных стендов) необходимо расширение диапазона регулирования частоты ниже указанных значений. Препятствием для этого является существенное возрастание пульсаций момента двигателя и вызываемых ими пульсаций частоты вращения. Абсолютное значение последних, возрастает почти пропорционально снижению частоты. Эффективным способом снижения пульсаций момента и частоты вращения является переход к эквивалентному двенадцатифазному режиму. Графическая интерпретация достигаемого при этом результата дана в [120] на примере снижения площади кривой момента одного знака.

Классическим способом получения эквивалентного двенадцатифазного режима средствами системы управления является метод ШИМ, предложенный в [108]. По этому методу ШИМ осуществляется многократными дополнительными переключениями инвертора в строго фиксированные моменты времени, что соответствует переводу коммутационного вектора из предыдущего положения в последующее и обратно. При этом полностью исключаются 5- я и 7– я гармоники в выходном токе (и следовательно, 6 - я гармоника момента двигателя) однако существенно усложняется система управления из - за необходимости обработки углов, кратных очень малой величине.

Практически более эффективным является способ ШИМ [108], при котором 5- я и 7- я гармоники не исключаются полностью, а ослабляются, но при этом упрощается схемная реализация системы управления. В [109] показано, что получаемая при этом величина площади одного знака в кривой момента не намного превышает соответствующее значение двенадцатифазного инвертора, а по пульсациям частоты вращения эти режимы практически эквивалентны. Исследование данного алгоритма ШИМ применительно к АИН выполнено в [117]. Сущность алгоритма заключается в следующем. Период повторяемости разбивается на n интервалов. В простейшем случае n = 2, что соответствует одному промежуточному положению коммутационного вектора посередине двух основных. Тогда на первом интервале, вектор занимает основное, фиксированное для трехфазного мостового инвертора положение в соответствии с его диаграммой работы, а на втором интервале последовательно занимает два соседних (следующее и текущее) фиксированных положения на плоскости таким образом, что формируются эквивалентные промежуточные положения.

Их формирование может производиться одно-, двух -, а в общем случае ркратным переключением между двумя соседними фиксированными положениями. Эффективен алгоритм ШИМ при p 2 (при p = I возрастают значения II-й и I3-й гармоник выходного тока).

Актуальность процессов в инверторах тока и напряжения позволяет применить разработанные принципы для АИТ. Однако схема АИТ с ОД предъявляет специфические требования к количеству переключений на коммутации, суммарная длительность которых может быть весьма значительна если режим ШИМ необходимо обеспечить на холостом ходу двигателя. На рисунке 3.18 приведена зависимость + = f ( f ) для X c = 7,4.

Для холостого хода:

где и - длительность двух этапов коммутации в радианах текущей частоты инвертора.

На рисунке 3.18 также приведены значения2; = =tимп = tпауз в радианах текущей частоты для p = 2 и p = 4 ( p - количество пар дополнительных Граничные частоты, на которых еще возможны четыре или две пары дополнительных переключений, определяются по условию завершенности коммутационных процессов в инверторе:

Т.е. по точке пересечения соответствующих кривых на рисунке 3.18.

Для значения X c = 7,4. режим p = 4 осуществим не выше 4,5 Гц, режим p = 2 до 7,5 Гц. Гармонический состав выходного тока в соответствии с [109] для n=2 может быть определен по выражению (3.16), записанному для амплитуды K - й гармоники коммутационного вектора:

реализованные для АИТ с ОД значения p ) приведены ранее.

На рисунке 3.19 приведена структурная схема системы управления.

Задающий генератор 3Г формирует частоту 6 pn 2 f (здесь 96 f ).

Многоступенчатый делитель (МД) имеет промежуточные выходы сигналов частоты 24 f и 6 f.

Нуль – индикатор граничной частоты (НИГЧ) формирует сигналы переключения режимов (режим p = 4 ; режим p = 2 ; снятие ШИМ) в зависимости от значения текущей частоты. По этим сигналам, а также по сигналам частоты 24 f и 6 f в логической схеме (ЛСФУ) формируется участки, определяющие длительность включенного состояния тиристоров.

Сигнал частоты 6 f синхронизирует работу пересчетного кольца ПК, на выходе которого образуются логические сигналы обычной диаграммы работы трехфазного инвертора. Сигналы с чести выходов ПК, а также сигналы с выхода ЛСФУ поступают на выходе дешифратора (ДШ), которой формирует диаграмму включения тиристоров при ШИМ.

ЛСФУ ПК

Рисунок 3.19 – Структурная схема системы управления Улучшение показателей АИТ за счет изменения параметров двигателя. Еще один путь улучшения технико – экономических показателей АИТ заключается в целевым проектировании АД с определенными параметрами. В разделе 1 показано влияние на характеристики инвертора уменьшения величины X 0. Однако пониженные значения X 0 характерны только для специальных двигателей (например, для двигателей серии АР).

Для АД обычных серий величина X 0, как правило, неизменна: X 0 = 3,0.

Наиболее существенное влияние на выбор параметров силовой схемы оказывает величина индуктивного сопротивления короткого замыкания двигателя X 1 x1 + x2. Физически это объясняется тем, что требуемая для компенсации величина С определяется реактивной мощностью нагрузки, коммутационные перенапряжения возникают в режиме номинальной нагрузки и перегрузки по току, воспользуемся для качественной оценки приближенным выражением:

Отсюда, очевидно целесообразность уменьшения величины L1. При уменьшении величины L1, например, в 2 раза (т.е. X 1 = 0,1 вместо обычного X 1 = 0,2 ) возникают следующие варианты решений:

Возможно уменьшение в 2 раза величины эквивалентной емкости. При этом напряжение U cm остается на неизменном уровне, но в 2 раза уменьшается установленная мощность коммутирующих конденсаторов. С уменьшением емкости также улучшается гармонический состав выходного тока, либо при тех же пульсациях в токе I n можно выбрать меньше значение индуктивности сглаживающего дросселя.

Оставить неизменной величину емкости C. При этом напряжение U cm уменьшилось бы в 2 раза и в два раза снизилась бы установленная мощность конденсаторов. Реально допустимо снижать U cm не так резко, чтобы не нарушалось условие 3 E снижение емкости.

Выбор первого или второго варианта определяется принятым критерием оптимизации: уменьшение величины Ln и мощности конденсаторов или снижение коммутационных перенапряжений на двигателе и напряжения на элементах инвертора. На практике может быть рекомендован компромиссный вариант, когда при уменьшении L1 производится некоторое (но не пропорциональное L1 ) снижение емкости C и частично достигаются оба желаемых эффекта.

Обычно принято считать, что ограничение величины max = является принципиальным для АИТ. Однако если при проектировании специальных высокооборотных двигателей (например, на частоту f ном = 100 Гц ) будет выполнено требование f ном = 100 Гц работа инвертора тока на высокой частоте с конденсаторами, обеспечивающими обычный уровень перенапряжений. Таким образом, целевое проектирование АД снимает ограничение по верхней частоте для АИТ. Разработка специального двигателя на частоту f ном = 100 Гц со сниженным значением Х 1 в настоящее время выполняется для преобразователя частоты нагрузочного стенда испытания дизелей.

Рассмотрим, как влияет величина Х 1 на выбор емкости по условию, выполнение которого обеспечивает завершенность коммутационных процессов и принципиальную работоспособность электропривода.

Зависимости Рисунок 3.20 – Влияние величины Х 1 на величину емкости.

Необходимо указать на принципиальное отличие проектирования АД для АИН. Если в первом случае, как показано выше, необходимо стремиться к уменьшению величины Х 1, то для АИН такая мера отрицательно скажется на гармоническом составе выходного тока [144]. При питании от АИТ относительная амплитуда гармоники кратности K по отношению основной равна При изменении U пропорционально получаем:

На рисунке 3.21 приведены значения I k = f 1 при k = 5;7 ;11 для X 1 = 0,15 и X 1 = 0,2.

Рисунок 3.21- Влияние параметров на гармонический состав выходного тока.

Из рисунка 3.21 видно, что уменьшение Х 1 существенно ухудшает гармонический состав выходного тока АИН, причем для токов, меньших номинального значения, I k в АИН больше, чем в АИТ. Таким образом, для АИТ необходимо проектировать АД с пониженными значениями Х 1, а для АИН – с повышенными.

Определение основных параметров АД для частотно-регулируемого электропривода. Рассмотрим возможность разработки специального АД для совместной работы с автономными инверторами тока.

Исходным уравнением при разработке электрической машины является выражение расчетной мощности [77], которую будем считать заданной:

где n-синхронная частота вращения (для магистральных насосов n = 50 об/сек);

D, l - диаметр расточки статора и длина сердечника;

А, В -линейная нагрузка и магнитная индукция машины в К оу = sin У -обмоточный коэффициент укорочения;

К ор - коэффициент распределения.

Как следует из выражения (3.19) при заданной мощности Р и частоте вращения произвольно изменяющимся являются 5 величин: К 0, D, l, A, B. От выбора этих и ряда других, указанных ниже величин, зависят технические характеристики двигателя, т. е. соответствие их техническим требованиям привода, а также энергетические характеристики и решение поставленных задач подбора значения Х соответствующего АИТ и вопросов энергосбережения.

Потери в двигателе складываются из потерь в обмотке статора - РМ 1, потерь в обмотке ротора - РМ 2, потерь в стали - РС, потерь механических- РМЕХ :

где m1, I1, r1 - число фаз, ток, сопротивление обмотки статора.

Потери в обмотке статора складываются из потерь в ее активной части - РМ 1 А Потери в активной части обмотки статора:

Таким образом, потери в активной части обмотки статора равны произведению поверхности расточки сердечника статора, удельного сопротивления материала (меди) обмотки статора, линейной нагрузки и плотности тока в обмотке статора.

Аналогичным образом можно получить:

где l Л 1 = К Л 1 у - длина полувитка лобовой части обмотки статора.

Подобные выражения могут быть получены для потерь в обмотке ротора заменой индекса 1 на 2.

Анализ выражений (3.19), (3.27), (3.28) показывает, что при заданной мощности и частоте вращения, при неизменном объеме сердечника изменение шага (например, уменьшение), с одной стороны приводит к изменению (уменьшению) потерь, с другой стороны, к изменению (увеличению) линейной нагрузки и, следовательно, потерь.

Таким образом, первым направлением в решении задачи разработки энергосберегающего двигателя является оптимизация, с точки зрения минимума потерь, шага обмотки.

При заданной мощности и частоте вращения, при выбранных значениях электромагнитных нагрузок Из (3.30) следует, что, поскольку D и при выполнении последнего условия могут иметь бесчисленное число значений, задача выбора главных размеров электрической машины является многовариантной: машина может быть короткой (малая длина сердечника, большой диаметр) или длинной (большая длина сердечника, малый диаметр). Геометрию машины (длинная, короткая) принято характеризовать геометрическим параметром Известно [77], что выбор параметра оказывает всестороннее влияние на все технические характеристики асинхронного двигателя: на нагрев его обмоток, энергетические параметры, на потери. В асинхронных двигателях выбор параметра оказывает большое влияние на такие технические характеристики как: пусковой момент, максимальный момент (перегрузочная способность), маховый момент (большой или, наоборот, малый). Высоких требований к пусковому моменту асинхронного двигателя в частотнорегулируемом приводе насоса не предъявляется. Понятие перегрузочной способности для асинхронного двигателя насоса теряет физический смысл.

Поэтому при выборе параметра для асинхронного двигателя насоса требования, предъявляемые к этим техническим характеристикам, отодвигаются на второй план, на первый план выдвигаются требования обеспечения минимума потерь. Хотя, здесь возможны так же различные подходы к решению этой задачи.

Таким образом, вторым направлением решения задачи снижения потерь является оптимизация геометрического параметра исходя из критерия минимума потерь.

Поскольку в асинхронном двигателе частотно-регулируемого привода насоса жестких требований к пусковому моменту и к перегрузочной способности не предъявляются, то увеличение высоты паза, в разумных пределах, достаточных для решения поставленной задачи, не вызывает возражений. Однако использование в качестве частотных преобразователей АИТ накладывает определенные ограничения на величину индуктивных сопротивлении двигателя, которые отмечены ранее.

Более корректной является такая постановка задачи поиска оптимального, по минимуму потерь, геометрии двигателя и параметров обмотки, когда при его изменении остаются неизменными: мощность двигателя, главные размеры, магнитная индукция и масса обмотки.

Как отмечалось, выбор параметра оказывает влияния на все характеристики любой электрической машины, ее свойства, на возможности ее практической реализации.

Так, например, в турбогенераторах предельные значения ограничиваются допустимыми механическими напряжениями в роторе, поэтому турбогенераторы относятся к типу длинных машин, имеющих малые значения. При выборе параметра условие допустимых механических напряжений в турбогенераторах является решающим.

Наоборот, в электроприводах, в которых к электрической машине предъявляются требования большого махового момента ротора, значения выбираются предельно большими (большой диаметр, малая длина). Здесь при выборе наиболее важным фактором является требование большого махового момента.

В асинхронных машинах, к которым предъявляются жесткие требования к пусковым свойствам, к перегрузочной способности, такими определяющими факторами при выборе параметра будут пусковой момент, максимальный момент.

При разработке энергосберегающего асинхронного двигателя частотно – регулируемого привода насоса нефтеперекачивающей станции магистрального нефтепровода с АИТ – ОД определяющим при выборе является минимум потерь и ограничения к индуктивному сопротивлению короткого замыкания.

Задача определения оптимального, по минимуму потерь, параметра применительно к электрическим машинам общепромышленного назначения и турбогенераторам рассматривалась Постниковым [110]. Им рассмотрено несколько упрощенных моделей постановки этой задачи. В первой модели принимается, что линейная нагрузка А = сonst, магнитная индукция В = const. Во второй модели полагается, что плотность тока в обмотке статора j = const, магнитная индукция В = const.

Ни та, ни другая модель не соответствуют основным соотношениям, устанавливающим связь между мощностью, электромагнитным нагрузками и другими параметрами асинхронной машины. Действительно, с изменением параметра изменяется оптимальное значение шага обмотки, обмоточный коэффициент и, как следует из полученных уравнений, при постоянстве мощности, D2L = сопst, n = const неизбежно изменяется и линейная нагрузка.

Изменяется при этом, по определенному закону, и плотность тока в обмотке статора. Из этого следует, что подобная постановка задачи не может считаться корректной.

В третьей модели на задачу определения оптимального значения им накладывается условие постоянства температуры обмотки. Для общепромышленных электрических машин такая постановка вопроса может быть оправдана. Но она не может быть использована применительно к разработке энергосберегающего асинхронного двигателя частотнорегулируемого электропривода насоса нефтеперекачивающей станции.

Во-первых, переход от общепромышленного асинхронного двигателя к энергосберегающему, частотно-регулируемому, неизбежно сопровождается, согласно постановки задачи, уменьшением потерь в обмотках, уменьшением, при прочих равных условиях, его нагрева, т.е.

нагрев обмотки будет ниже, чем в исходном аналогичном общепромышленном асинхронном двигателе и не может рассматриваться определяющим критерием при решении поставленной задачи.

Во-вторых, если следовать логике такой модели, то с увеличением параметра плотность тока необходимо тоже увеличивать (условия охлаждения улучшаются), что приведет к увеличению потерь. Последнее энергосберегающего двигателя.

В соответствии с изложенным, для решения задачи определения частотнорегулируемых электроприводов, рекомендуется решение задачи искать в следующей постановке: мощность, частота вращения, магнитная индукция, в воздушном зазоре, D 2 - остаются при изменении параметра неизменными; все геометрические размеры сердечника изменяются по законом геометрического подобия; каждому фиксированному значению параметра соответствует вполне определенное – оптимальное значение шага обмотки.

Таким образом, оптимальное, по минимуму потерь, значение параметра (геометрии асинхронного двигателя) при проектировании специального двигателя, однозначно определяется совокупностью основных параметров двигателя, отмеченных выше. В связи с этими величина индуктивного сопротивления короткого замыкания двигателя применительно к частотнорегулируемому электроприводу с АИТ, придает необходимые свойства асинхронному двигателю в режиме регулирования частоты вращения, и должна быть выдержана в рекомендуемых пределах.

3.5 Выводы по разделу Исследование способов оптимизации параметров преобразователей частоты, с целью улучшения технико – экономических показателей ПЧ АИТ, проведенное в настоящем разделе, позволяет сделать следующие выводы:

1. Эффективным способом снижения вдвое установленной мощности коммутирующих конденсаторов с одновременным улучшением гармонического состава выходного тока инвертора является использование эквивалентных многофазных схем. Наиболее перспективной представляется схема с двумя ПЧ на базе АИТ, работающими на общую обмотку двигателя.

2. Для электроприводов с постоянной длительной нагрузкой (насосы, вентиляторы и др.) снижение коммутационных перенапряжений за счет увеличения емкости конденсаторов, либо расширение верхней границы частотного диапазона может быть получено при использовании регулирования по закону постоянства абсолютного скольжения двигателя.

3.Улучшение гармонического состава выходного тока АИТ и расширение вниз за счет снижения пульсаций частоты вращения частотного диапазона, может быть получено при использовании ШИМ тока с дополнительными переключениями на интервале повторяемости в моменты времени, кратные. Расчет коммутационных процессов позволяет определить граничные частоты различных режимов ШИМ.

4. Технико – экономические показатели АИТ могут быть существенно улучшены при целевом проектировании специальных двигателей для работы с АИТ, с пониженными значениями параметра Х 1 - величины индуктивного сопротивления короткого замыкания двигателя.

5. Наиболее существенное влияние на выбор параметров силовой схемы оказывает величина индуктивного сопротивления короткого замыкания двигателя X 1 x1 + x2. Физически это объясняется тем, что требуемая для компенсации величина С определяется реактивной мощностью нагрузки.

6. В разделе даны методы расчета и рекомендации по проектированию специального асинхронного двигателя для работы в экономичных режимах с АИТ ОД.

4 Экспериментальное исследование и внедрение установки автономного инвертора тока на насосной станции Внедрение проводились в условиях действующей НПС. Частотнорегулируемые электроприводы были выполнены в контейнерном исполнении с системой вентиляции и кондиционирования, благодаря чему был обеспечен требуемый температурный режим оборудования, защита его от пыли, в том числе солевой. В ходе работ на объекте было налажено эффективное творческое сотрудничество между специалистами «КазТранОйл», «ЭОС» и «МИИК». На рисунке 4.1 представлен общий вид станции управления регулируемого электропривода.

Рисунок 4.1 - Общий вид станции управления регулируемого После ввода в эксплуатацию частотно-регулируемых электроприводов была проведена оценка эффекта от их внедрения.

Первым наиболее ощутимым результатом явилась возможность плавного пуска электродвигателя с током, не превышающим 0,5 Iном.

При частотном пуске значительно снизилась угроза возникновения гидравлических ударов в трубопроводе, уменьшились динамические нагрузки на торцевые уплотнения и радиально-упорные подшипники насосного агрегата. Использование 2-х комплектов частотно-регулируемых электроприводов позволило повысить надежность работы нефтеперекачивающей станции благодаря резервированию в работе, снижению поломок двигателей, насосов и другого оборудования. На рисунках 4.2, 4.3 представлены элементы и щит управления преобразователя частоты внедренного на объекте.

Рисунок 4.2 - Элементы преобразователя частоты на объекте.

Вторым важным показателем, явилась экономия электроэнергии.

Давление нефти в трубопроводе на выходе станции и производительность, теперь регулировались преобразователем частоты. Экономия электроэнергии после внедрения частотного регулирования составила более 30%. Так при не регулируемом режиме работы насосных агрегатов, удельный расход электроэнергии на перекачку 1 тонны нефти составляет - 1,85 кВт/час, а при регулируемом составляет – 0,73 кВт/час.

Следующим результатом внедрения новой технологии стало резкое снижение шумов вибраций в электродвигателе и насосе. Заслонка регулятора давления на выходе станции находится теперь в полностью открытом состоянии. Использование частотно-регулируемого электропривода серии ПТЧЭ на основе преобразователя частоты с автономным инвертором тока для управления стандартным асинхронным электродвигателем серии 4АЗМП снизило нагрузки, нагрев и шумы в двигателе в статических и динамических режимах работы.

Рисунок 4.3 - Элементы преобразователя частоты на объекте.

В дальнейшем планируется включение частотно-регулируемых электроприводов в систему SCADA, которая позволит осуществить полную автоматизацию и визуализацию технологических процессов на нефтеперекачивающей насосной станции. Частотно-регулируемые электроприводы серии ПЧТЭ производства НПП «ЭОС» имеют возможности для работы в промышленных информационных сетях АСУ ТП.

Для более детального практического изучения преимуществ и недостатков внедренных частотно-регулируемых электроприводов АО «КазТрансОйл» была проведена подконтрольная эксплуатация смонтированных на НПС «Каламкас» двух комплектов ЧРП, при различных режимах перекачки. Проведение подконтрольной эксплуатации дало положительные результаты по всем проверяемым параметрам. Более того, в результате опытно-промышленных испытаний, был опробован и используется на данный момент режим работы магистрального агрегата без подпорного насоса при определенном технологическом режиме перекачки, который дал положительные результаты. Такой режим работы, возможный только с использованием ЧРП, позволяет получить дополнительную экономию электроэнергии и увеличить надежность работы всей нефтеперекачивающей станции.

При фактическом годовом объеме перекачки по нефтепроводу Каламкас - Каражанбас в 4 192 тыс. тонн, затраты электроэнергии без применения частотного регулирования электроприводов насосных агрегатов должны были составить - 13 910,9 тыс. кВт·ч.

Фактические затраты электроэнергии после применения частотного преобразователя составили - 9 459,4 тыс. кВт·ч. Реальная экономия электроэнергии за 2003 год по НПС «Каламкас» составила - 4 451,5 тыс.

кВт·ч. Чистая экономия электроэнергии без учета остальных эксплуатационных затрат составила:

4 451 500 кВт·ч, х 4,37 тенге (тариф за электроэнергию) = 19 453 тыс.

тенге (143,8 курс доллара США к тенге на конец 2003 года) = 135,2 тыс.

долларов США.

Намеченные в настоящее время тенденции развития техники и технологии в области частотно-регулируемого привода дают оптимистические надежды на то, что в скором будущем практически все агрегаты трубопроводного транспорта будут управляться с помощью ЧРП.

При этом, будут эффективно использованы и развиты все преимущества частотного регулирования, в этом отношении АО «КазТрансОйл» является одной из первых национальных компаний Республики Казахстан, практически применившей достижение научно-технического прогресса в области регулируемого электропривода на своих производственных объектах.

Подконтрольная эксплуатация смонтированных на НПС систем регулирования потока нефти на трубопроводе была проведена с исследованием всех возможных режимов работы электропривода разработанного на основе автономного инвертора тока с отсекающими диодами и с использованием тиристоров с «мягким» восстановлением.

Структурная схема исследуемой системы ЧРП, представлена на рисунке 4.4.

Обозначения на рисунке:

ТР- силовой согласующий трансформатор, QF - силовой автоматический выключатель;

S1 - выключатель напряжения управления;

S2 - выключатель питания вентиляторов, УВ - управляемый выпрямитель;

Ld - сглаживающий дроссель;

АИТ - автономный инвертор тока;

ДТ1 - датчик входного тока;

ДТ2 - датчик тока нагрузки;

ДН - датчик выходного напряжения;

В - вентиляторы ;

СП - система питания;

СУВ - система управления выпрямителем;

СУЙ - система управления инвертором;

СЗ - система защиты;

СУР - система управления и регулирования;

КА - командоаппарат дистанционного управления включением и отключением привода;

Уз - сигнал задания частоты (скорости);

АД - приводной асинхронный двигатель;

ПУ - клавиатура с 10 клавишами и жидкокристаллический символьный дисплей.

Для управления высоковольтным трехфазным асинхронным электродвигателем с к.з. ротором мощностью 1000 и 1250 кВт для насосной станции «Каламкас» система выполняется с двумя силовыми согласующими трансформаторами 6/0,69 кВ. Один трансформатор включается между сетью 6 кВ, 50 Гц и шкафом ПЧ, второй - между шкафом ПЧ и высоковольтным 6 кВ приводным электродвигателем мощностью 1250кВт.

Шкаф ПЧ выполнен на номинальное напряжение 690 В. Основные функциональные узлы и системы ПЧ, и связи между ними иллюстрирует рисунок 4.4.

ПЧ входом подключается к нерегулируемой трехфазной сети переменного тока частотой 50 Гц и преобразовывает ее энергию в энергию переменного тока регулируемой частоты и значения для питания приводного асинхронного двигателя АД, подключаемого к выходу ПЧ. Скорость вращения двигателя определяется частотой питающего тока, величина электромагнитного момента двигателя значением питающего тока.

Следовательно, значения частоты и тока на выходе ПЧ определяются требуемой скоростью вращения и моментом нагрузки электропривода.

Преобразование энергии в ПЧ осуществляется в две ступени силовой схемой, содержащей управляемый выпрямитель УВ и автономный инвертор тока АИТ. Энергия сети переменного тока преобразовывается посредством УВ в энергию постоянного тока регулируемой величины, энергия постоянного тока преобразовывается посредством АИТ в энергию переменного тока регулируемой частоты. Таким образом, величина тока на зажимах электродвигателя регулируется с помощью УВ, частота тока с помощью АИТ.

Регулирование тока УВ осуществляет система управления выпрямителем СУВ, на выходе которой формируются управляющие сигналы (импульсы) тиристоров УВ, фазовый сдвиг которых изменяется в функции сигнала задания тока.

Частота переменного тока на выходе АИТ определяется частотой следования управляющих сигналов (импульсов) его тиристоров, которые формирует система управления инвертором СУИ.

Управляющие сигналы тока и частоты ПЧ формирует система управления и регулирования электропривода СУР в функции сигнала задания скорости Us, поступающего на ее вход. СУР обрабатывает также сигналы оперативного включения и отключения ПЧ и электропривода по команде командоаппарата КА. На вход СУР поступают выходные сигналы датчиков входного тока ДТ1, тока нагрузки ДТ2, выходного напряжения ДН. Эти же сигналы поступают в систему защиты СЗ, которая осуществляет отключение ПЧ, либо выключение тока ПЧ в аварийных режимах.

Питание цепей и элементов всех вышеперечисленных систем управления напряжением постоянного тока осуществляется от источников системы питания ПЧ, входной трансформатор которой через выключатель S подключается к сетевым зажимам ПЧ.

Управляемый выпрямитель выполнен по трехфазной мостовой схеме на силовых тиристорных модулях. На входе управляемого выпрямителя включены измерительные трансформаторы тока ТА1 и ТА2, с помощью которых формируется сигнал тока выпрямителя для систем регулирования и защиты. Подключение выпрямителя к сети осуществляется через автоматический выключатель QF.

Ограничение тока короткого замыкания в аварийных режимах происходит за счет собственной индуктивности входного силового согласующего трансформатора.

Между выпрямителем и инвертором в звено постоянного тока включен дроссель Ld для сглаживания пульсаций постоянного тока на входе инвертора и шунт RS для измерения тока выпрямителя и, косвенно, тока нагрузки ПЧ (Iн = 0,8 Id). Шунт и временно подключаемый к нему соответствующий амперметр используются при наладке ПЧ после его изготовления и при наладке на объекте эксплуатации для калибровки дисплейного индикатора тока нагрузки.

Автономный инвертор тока выполнен на силовых полупроводниковых модулях по трехфазной мостовой схеме с отсекающими диодами. В зависимости от мощности ПЧ автономный инвертор тока собран либо на модулях тиристор-диод (диод-тиристор) либо на модулях, содержащих тиристор и диод, но каждый в своем отдельном корпусе. Для мощности кВт применено параллельное соединение силовых полупроводниковых модулей.

Между тиристорами и диодами в анодной и катодной группах инвертора включены коммутирующие конденсаторы, с помощью которых осуществляется принудительное запирание тиристоров. В данной схеме инвертора процесс коммутации (переключения тиристоров) осуществляется в две ступени. На первом этапе ток нагрузки переводится из цепи выключаемого тиристора, например, фазы "А" анодной группы, в цепь вступающего в работу тиристора фазы "В" той же группы и предварительно заряженного коммутирующего конденсатора, включенного между катодами упомянутых тиристоров.

Напряжение конденсатора прикладывается к выключаемому тиристору в запирающем направлении, способствуя вытеснению из его цепи тока и восстановлению управляющих свойств. Конденсатор перезаряжается током нагрузки. На втором этапе под действием напряжения перезаряжающегося конденсатора осуществляется коммутация тока в цепях отсекающих диодов и фаз нагрузки.

Рисунок 4.5 – Сигналы формирования импульсов на СУВ.

На межкоммутационных интервалах в инверторе, одновременно проводят ток два тиристора, два диода и две фазы нагрузки.

Линейные дроссели L1...L6 в цепи конденсаторов и защитные RC-цепи служат для защиты силовых тиристоров и диодов от недопустимой скорости нарастания тока при включении и от перенапряжений при выключении.

В выходных цепях инвертора включены измерительный трансформатор напряжения TV2 и трансформаторы тока ТАЗ, ТА4, сигналы которых используются в системе управления и регулирования.

Система управления выпрямителем (СУВ) предназначена для формирования импульсов управления каждым из шести тиристоров силового выпрямителя в соответствии с программой его работы. СУВ работает по принципу «вертикального» управления с синусоидальными опорными напряжениями от трансформатора TV1 (обмотка Uоп). Рисунок 4.5. В выходных цепях инвертора включены измерительный трансформатор напряжения TV2 и трансформаторы тока ТАЗ, ТА4, сигналы которых используются в системе управления и регулирования.

Фаза выходных импульсных сигналов изменяется в диапазоне от 10 до 130 эл. градусов в функции управляющего аналогового сигнала управления Uy, формирующегося на выходе регулятора тока, и определяет угол открывания тиристоров выпрямителя, а следовательно, напряжение на выходе выпрямителя.

Синусоидальные с фазированные сигналы опорного напряжения фильтруются и нормируется по амплитуде узлами фильтров сети, затем поступают на узлы формирования «Uy».

СУВ включает в себя:

-узел фильтров сети: DA 30; DA 31.1, -узел формирования диапазона управления (сигналы Ао, Во, Со и As, Bs, Cs): DA 31; DA 32; DA 33; DA 34; DA 35, -узел формирования тактовых импульсов 180 – градусного интервала управления: DA 41 DA 45, - узел модулятора выпрямителя: DD 39; DA 29, - узел формирования 1200 – диапазона : DD45; DD 46, -узел усилителей импульсов: DD49; DD 50; VT11 VT16.

Диаграммы работы узлов СУВ приведены на рисунке 1.20:

Условные обозначения сигналов, использованные на рисунке 1.20:

Аоп, Воп, Соп – сигналы опорных синусоид;

Аоп, Воп, Соп – сигналы ограничения диапазона регулирования угла управления, в выпрямительном режиме;

As, Bs, Cs – сигналы текущего угла управления;

А, В, С, - А, - В, - С – тактовые сигналы импульсов управления 180 градусного интервала управления ;

ДИВ - дифференцированные импульсы выпрямителя;

МВ - сигнал модулятора выпрямителя;

С3 - сигнал "сеточная защита";

SL - сигнал "закорачивания" фазы выпрямителя в режиме "Сброс";

СБР - сигнал "Сброс".

Полярность сигнала управления с выхода регулятора тока определяет режим работы выпрямителя. Сигнал положительной полярности сдвигает выходные импульсы СУВ влево и обеспечивает работу УВ в выпрямительном режиме, отрицательной полярности – вправо (инверторный режим УВ).

Сигнал сеточной защиты "С3" переводит УВ в предельный инверторный режим, независимо от уровня и полярности управляющего сигнала (в данной системе предельный инверторный режим соответствует углу max = 1300).

Фазные сигналы опорных синусоид с обмоток трехфазного трансформатора TV1 поступают на вход узла фильтров сети. Фильтр сети формирует сигнал сети по амплитуде и по фазе, фильтруя искажение синусоидальных сигналов.

Сравнение аналогового сигнала управления с опорными синусоидами и формирование диапазона управления производится на компараторах DA 33, DA 34, DA 35. При этом формируются тактовые импульсы управления длительностью 180 эл. градусов, синхронизированные по переднему фронту с текущим значением угла. Тактовые импульсы А, В, С, - А, - В, - С дифференцируются по переднему фронту узлов модулятора, формируя сигнал "ДИВ" – дифференцированные импульсы выпрямителя.

Сигнал модулятора "М" представляет собой последовательность двойных, узких прямоугольных импульсов (логический ноль) длительностью 100мкс. В тактовым диапазоне проводимости каждого тиристора формируются две пары импульсов управления через 60 эл. град.

Длительность паузы между импульсами управления одной пары составляет 350 мкс.

В режиме малых токов нагрузки "НТ" (нет тока) возникает вероятность загасания тока в зоне проводимости. Для исключения режима прерывистых токов сигналом "НТ" (нет тока) включается автономный генератор (Д 28.2 и С 76) узких пульсов длительностью 20 мкс и скважностью 500…600 мкс, которые суммируется с основными импульсами в 1200 – диапазоне проводимости тиристоров выпрямителя.

Узел формирования 1200 – диапазона управления тиристорами выполнен на логических схемах 3И-НЕ DD45; DD 46 с одновременной модуляцией сигналом "М".

Выходные сигналы СУВ с коллектором транзисторов VT11 … VT поступают на входе 6-ти канальной трансформаторной ячейки ЯТ (ЯФСВыходы ЯТ связаны непосредственно с управляющими переходами силовых полупроводниковых модулей УВ.

В исполнении на 1250 кВт используется параллельные подключение одноименных каналов двух трансформаторных ячеек ЯТ1 и ЯТ2 к коллекторам транзисторов VT11 … VT16.

Для организации цепи сброса энергии силового дросселя Ld и разряда коммутируюших конденсаторов после аварийной остановки привода организована схема сигнала SL, которая формируется только после полной остановки электропривода по команде «Сброс» защиты. Команда SL блокирует импульсы управления тиристоров фаз «В» и «С» и одновременно разрешает формирование импульсов управления тиристоров +А, - А силового выпрямителя.

Система управления инверторам (СУИ) предназначена для формирования импульсов управления каждым из шести тиристоров автономного инвертора тока в соответствии с программой его работы с заданной частотой.

СУИ включает в себя:

- узел задающего генератора: DA 27;

- узел пересчетного кольца: DD33.2,DD34,DD35.1,DD35.2;

- схема формирования диапазона включения тиристоров АИТ:,DD37;

- узел модулятора инвертора:DA26.1, DD40.2;

- узел усилителей импульсов DD47, DD48, VT5…VT10.

Изменение частоты выходных сигналов СУИ, а, следовательно, и частоты выходного тока автономного инвертора осуществляется функции выходного управляющего сигнала системы регулирования.

По шести выходным каналам СУИ формирует импульсные сигналы, распределенные во времени в соответствии с порядком работы тиристоров автономного инвертора.

Узел задающего генератора является преобразователем «напряжение частота», т.е. аналогового сигнала управления в последовательность логических импульсов. Масштаб преобразования устанавливается потенциометром R212.

Параметры 3Г выбраны из расчета: напряжению Ua = 4В соответствует частота 3Г 600Гц.

Триггер DD33.1 делит частоту 3Г на «2».

Выход Q триггера используется для управления узлом пересчетного кольца. Прямоугольные 180 эл.град. импульсы триггера дифференцируются по переднему фронту узлом модулятора инвертора.

На выходе пересчетного кольца формируется тактовые импульсы управления тиристорами инвертора длительностью 180 эл.град.

Частота следование тактовых импульсов соответствует диапазону регулирования выходной частоты инвертора 2.Гц.

Схема формирования диапазона включения тиристоров инвертора ограничивает длительность тактовых импульсов пересчета до 120 эл. град. И одновременно модулируется сигналом модулятора.

Диаграмма сигналов на элементах СУИ приведена на рисунке 4.6.

Выходные сигналы на элементах СУИ с коллекторов транзисторов VT5…VT10 поступают на входы 6 – ти канальной трансформаторной ячейки ЯТ. Выходы ЯТ связаны непосредственно с управляющими переходами силовых полупродниковых модулей автономного инвертора тока.

В исполнении на 1250 кВа используется параллельное подключение одноименных каналов двух трансформаторных ячеек ЯТ3 и ЯТ4 к коллекторам транзисторов VT5…VT10.

Рисунок 4.6 - Диаграмма сигналов на элементах СУИ.

Система управления и регулирования Система управления и регулирования (СУР) определяет порядок включения, отключения ПЧ и электропривода, осуществляет регулирование скорости приводного двигателя, формируя сигналы управления выходным токам и частотой ПЧ.

В качестве сигналов обратной связи СУР используются сигналы датчиков входного тока, выходного напряжения. СУР работает в двух режимах: режим пуска и малой скорости (до 5…7 Гц) и рабочий режим (свыше 5 …7 Гц).

Система регулирования включает также ряд дополнительных узлов, не показанных на структурной схеме.

Интегральный корректор предназначен для устранения чрезмерного рассогласования между заданной и фактической частотой вращения двигателя, которое может достигать значительной величины, например, при торможении механизмов с большим моментом инерции GD2, собран на ОУ DA21.2; DA21.1. и ключевых элементах DD29.1; DD29.2.

Узел выделения сигнала режима работы привода (двигательный – Д;

генераторный - Г) – выполнен на ОУ DA22.2.

Узел формирования сигнала запоминания уровня сигнала РС – SPC.

Этот сигнал отключает входные сигналы РС в момент перехода электропривода из двигательного ("Д") в генераторный ("Г") режим наоборот. Выполнен на элементах DD31.2; VD49; VD50; DD31.4; DD32.2;

DA24.1; DD24.2; DD33.2.

Узел сложения за перезагрузкой двигателя по моменту собран на компараторе DA4.2. Сигнал перезагрузки ПГ ограничивает сигнал задатчика интенсивности с помощью ключа DD17.1.

Индикация наличия перезагрузки производится по очередным изменениям цвета свечения светодиода HL4. Уровень срабатывания узла перезагрузки устанавливается потенциометром R44. Работу СУР в рабочем режиме поясняют диаграммы сигналов, приведенные на рисунках 4,7 и 4.8.

На рисунке 4.7 а, приведена диаграмма, характеризующая работу системы регулирования при увеличении момента нагрузки (>0) в двигательном режиме.

На рисунке 4.7 б, приведена диаграмма сигналов работы электропривода в двигательном режиме при уменьшении момента нагрузки (0).

Система пуска (остановки) координирует работу системы управления и регулирования, управляет работой электропривода при пуске, разгоне до заданной скорости, торможении и останове, обеспечивает:

Динамическое притормаживание двигателя перед разгоном (или его полный останов для привода с малым моментом инерции), если она на момент включения ПЧ вращается в режиме "самоход".

Рисунок 4.7 - Диаграмма сигналов, работы системы регулирования при уменьшении (0) в двигательном Рисунок 4.8 - Диаграмма сигналов работы электропривода в режиме Режим двухступенчатого заряда коммутирующих конденсаторов перед разгоном.

Установление электромагнитного потока Ф после разворачивания приводного двигателя на минимальной частоте вращения f0=12Гц.

Включение задатчика интенсивности и разгон двигателя при фиксированном токе разгона до частоты 5…7Гц. В этом режиме осуществляется независимое параметрическое задание частоты и тока двигателя.

Частотное торможение двигателя и динамическое торможение его в режиме "СТОП".

Разряд коммутирующих конденсаторов в режиме "СТОП" перед отключением силового автоматического выключателя QF1.

Система пуска формирует сигнал блокировки работы системы регулирования на низких частотах "РР" и операционные сигналы уставок времени:

ТДТ – время динамического торможения (ХТ 18). Устанавливается потенциометром R78. в случае ненадобности блокируется установкой, перемычки между контрольными точками ХТ14ХТ15.

Т1 – время первичного заряда коммутирующих конденсаторов постоянным током (ХТ19), Т2 – время дозаряда коммутирующих конденсаторов на высокой частоте (ХТ20), Т3 – время установки начального электромагнитного потока электродвигателя при пуске (ХТ21).

Система формирования временных интервалов собрана на операционных усилителях DA8; DA9; DA10; DA11.

Ключевым элементом системы пуска является триггер пуска DD3.2;

DD3.3, формирующий команду пуск "П" и "СЗО".

Дифференцирующий усилитель DA8.1 сбрасывает (обнуляет) интеграторы сигналов Т1 Т3 сигналом "СЗО" для возможности быстрого повторного пуска ПЧ.

Порядок работы системы пуска:

1. Система защиты в исходном состоянии, разрешается прохождение команды пуск: A V R = 1; O П = 1; Е А = 1.

2. Триггер пуска в состоянии "СТОП" СЗО = 3. Силовой выпрямитель закрыт (инверторный режим) СЗВ = 1: СЗО = 0.

4. Ключ ЗГ СУИ включен, С3 = 1. Пересчетное кольцо работает. На тиристоры инвертора поданы сигналы управления с частотой 40Гц.

5. Интегральный регулятор тока выдает максимальный сигнал "Uy" для полного открывание силового выпрямителя на первом этапе пуска.

6. Система регулирования блокирована сигналом РР = 0 (контрольная точка ХТ11) Система пуска работает в режиме пуска и малой скорости, обеспечивая первоначальный заряд коммутирующих конденсаторов АИТ, разворачивание приводного двигателя и установление его электромагнитного потока "Ф" на минимальной частоте вращения f0 = (1-2Гц), включение задатчика интенсивности и разгон двигателя до частоты вращения 5…7Гц. В этом режиме осуществляется параметрическое задание частоты и тока двигателя.

Система пуска частоты 5..7 Гц СУР переходит во второй рабочий режим, где вступает в работу регулятор частоты и регулятор скорости.

Перевод СУР из одного режима в другой осуществляется логическим сигналом РР (ХТ11). При этом осуществляется взаимосвязанное регулирование тока и частоты ПЧ и двигателя.

Диаграмма работы элементов система пуска, задатчика интенсивности и задания тока приведены на диаграмме рисунка 4.8.

В разработанной системе электропривода насосной станции «Каламкас» предусмотрены следующие виды защит.

Система защиты (СЗ) преобразователя частоты, обеспечивает защиту ПЧ и приводного электродвигателя при возникновении аварийных уровней тока, недопустимого уровня перенапряжений, т.е. при сбое в системе управления и регулирования, при выходе из строя элементов силовой схемы при перегреве элементов, при опрокидывании электродвигателя, при к.з.

внутри двигателя, при обрыве фазы электродвигателя.

Защита перенапряжения работает при обрыве кабельных цепей питания. Защита от перегрева. Защита «опрокидывание», пробой силовых модулей инвертора.

Срабатывание любой из систем защит фиксируется на общем дисплее системы управления.

4.1 Результаты промышленных исследовании частотно регулируемого электропривода на насосной станции «Каламкас».

Проведенные исследования насосной станции «Каламкас», дали результаты, которые подтверждают адекватность разработанных моделей системы ЧРП в работе и правильность выведенных математических выкладок для расчета различных режимов работы насосных агрегатов. Далее приведены осциллограммы основных показателей электропривода при различных режимах работы системы в процессе промышленных испытании установки. На рисунке 4.9 приведены осциллограммы фазного напряжения и тока электродвигателя. Из осциллограммы видно, что существует четкая временная синхронизация между интервалом коммутации тока в фазах двигателя и коммутационным пиком в напряжении. Длительность коммутации соответствует расчетной (порядка 20 эл. градусов). На рисунке 4.10 приведены результаты исследования гармонического состава выходного тока, выполненные с помощью специализированного программного обеспечения осциллографа Fluke 123. Значение THDf (Total Harmonic Distortion) по отношению к основной (fundamental) гармонике аналог термина «коэффициент несинусоидальности» в отечественной литературе - составляет 25,63%. Нетрудно найти выражение, связывающее Рисунок 4.9 – Токи и напряжения электродвигателя.

Рисунок 4.10 – Результаты гармонического анализа выходного тока.

На рисунке 4.11 приведены осциллограммы потокосцепления двигателя.

Высокий уровень синусоидальности подтверждает, что датчик потокосцепления может быть построен на основе физически обоснованной схемы замещения двигателя, состоящей из последовательно соединенных импеданса короткого замыкания двигателя Хк и эдс ротора Е2.

Рисунок 4.11 – Потокосцепление электродвигателя.

На рисунке 4.12 и рисунке 4.13 приведены линейные напряжения на выходе преобразователя частоты и на электродвигателе в схеме с выходным трансформатором (фазовый сдвиг величиной 30 эл. градусов объясняется схемой /-11 в выходном трансформаторе). Из рисунка 4.12 видно, что коэффициент коммутационных перенапряжений соответствует расчетному (не выше 1,3), а сопоставление рисунка 4.12 и рисунка 4.13 подтверждает делительные свойства выходного трансформатора, обоснованные в разделе 1.

Рисунок 4.12 – Напряжение на выходе преобразователя частоты.

Рисунок 4.13 – Напряжение на электроприводе (линейное).

Аналогично, сопоставление рисунка 4.14 и рисунка 4.15 показывает, что коммутационный провал в сетевом напряжении (рисунок 4.14) меньше, чем на стороне преобразователя (рисунок 4.15). Это подтверждает хорошую электромагнитную совместимость ПЧ с питающей сетью.

Рисунок 4.14 – Напряжение на входе сетевого трансформатора.

Рисунок 4.15 – Напряжение на выходе сетевого трансформатора.

Напряжение на тиристорах инвертора (рисунок 4.16) так же, как напряжение на коммутирующих конденсаторах (рисунок 4.19), наглядно демонстрирует эффект увеличения напряжения в момент дополнительного открывания отсекающих диодов.

Рисунок 4.16 – Напряжение на тиристоре инвертора (работа на двигатель).

В напряжении на отсекающих диодах (рисунок 4.17) этим этапам дополнительного открывания соответствуют дополнительные нулевые площадки проводимости.

Рисунок 4.17 – Напряжение на отсекающем диоде инвертора (работа на Рисунок 4.18 – Напряжение на тиристорах выпрямителя (работа на Рисунок 4.19 – Напряжение на коммутирующих конденсаторах ( работа на На рисунке 4.20 и рисунке 4.21 приведены напряжения на выходе выпрямителя и входе инвертора в двигательном режиме, а на рисунке 4.22 и рисунке 4.23 – соответственно в генераторном режиме.

Рисунок 4.20 – Напряжение на выходе выпрямителя в двигательном Рисунок 4.21 – Напряжение на входе инвертора в двигательном режиме.

Рисунок 4.22 – Напряжение на выходе выпрямителя в генераторном Рисунок 4.23 - Напряжение на входе инвертора в генераторном режиме.

На рисунке 4.24 показаны токи фаз А и В двигателя, позволяющие детально оценить процесс коммутации.

На рисунке 4.25 показан ток в звене постоянного тока преобразователя, демонстрирующий низкий уровень пульсаций при выборе индуктивности сглаживающего дросселя из соотношения Х*d=2.

На рисунке 4.26 показана диаграмма разгона электродвигателя насосного агрегата, подробно иллюстрирующая алгоритм пуска.

Рисунок 4.26 – Диаграмма разгона двигателя до номинальной скорости.

Рисунок 4.27 – Реакция на снижение регулируемого параметра.

На рисунке 4.27 и рисунке 4.28 показан процесс отработки скорости (частоты вращения) электродвигателя при резком отрицательном или положительном Рисунок 4.28 – Реакция на повышение регулируемого параметра.