[ «АДАПТИВНЫЕ АЛГОРИТМЫ ОЦЕНИВАНИЯ КООРДИНАТ БЕЗДАТЧИКОВЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА С РАСШИРЕННЫМ ДИАПАЗОНОМ РЕГУЛИРОВАНИЯ ...»
– pp. 569 – 580.
25. Bae B.-H. Improvement of Low Speed Characteristics of Railway Vehicle by Sensorless Control Using High Frequency Injection / B.-H. Bae, G.-B. Kim, S.-K. Sul // IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, Rome/Italy, October 2000, on CD-ROM.
26. Briz F. Dynamic Operation of Carrier-Signal-Injection-Based Sensorless Direct Field-Oriented AC Drives / F. Briz, A. Diez, M. W. Degner // IEEE Trans. Ind. Applicat. – September/October 2000. – vol. 36, no. 5. – pp. 1360 – 1368.
27. Ha J.-I. Sensorless Field-Oriented Control of an Induction Machine by HighFrequency Signal-Injection / J.-I. Ha, S.-K. Sul // IEEE Trans. Ind. Applicat. – January/February 1999. – vol. 35, no. 1. – pp. 45 – 51.
28. K. Ohyama. Comparative. Analysis of Experimental Performance and Stability of Sensorless Induction Motor Drives / K. Ohyama, G. Asher, M. Sumner // IEEE Trans.
Indus. Electr. – February 2006. – vol. 53, no. 1. – pp. 178 – 186.
29. Kubota H. Speed Sensorless Field-Oriented Control of Induction Motor with Rotor Resistance Adaptation / H. Kubota, K. Matsuse // IEEE Trans. Ind. Applicat. – September/October 1994. – vol. 30, no. 5. – pp. 1219 – 1224.
30. Kubota H. DSP-Based Speed Adaptive Flux Observer of Induction Motor / Н. Kubota, K. Matsuse, T. Nakano // IEEE Trans. Ind. Applicat. – March/April 1993. – vol.
29, no. 2. – pp. 344 – 348.
31. Dierk Schroder. Elektrische. Antriebe – Regelung von Antriebssystemen – Munchen, 2009.
32. Ким Д.П. Теория автоматического управления. Т. 2. Многомерные, нелинейные, оптимальные и адаптивные системы: Учебное пособие. – М.: ФИЗМАТЛИТ, 2004. – 464 с.
33. Барбашин Е.А. Функции Ляпунова, Главная редакция физико-математической литературы изд-ва “Наука”, 1970.
34. K. Ohyama, Greg M. Asher, M. Sumner.Analysis of Experimental Performance and Stability of Sensorless Induction Motor Drives / IEEE Trans. Ind., February 2006, vol.
53, no. 1, pp. 178-186.
35. H. Kubota I. Sato, Y. Tamura, K. Matsuse. Regenerating-Mode Low-Speed Operation of Sensorless Induction Motor Drive With Adaptive Observer / IEEE Trans. Ind.
Applicat. July/August 2002, vol. 38, no. 4, pp. 1081-1086.
36. Теория систем автоматического управления / В.А. Бесекерский, Е.П Попов.Изд. 4-е,перераб. И доп.-СПб, Изд-во «Профессия», 2004. – 752с.
37. Панкратов В.В. Синтез адаптивных алгоритмов вычисления скорости асинхронного электропривода на основе второго метода Ляпунова / В.В. Панкратов, Д.А. Котин // Электричество. – 2007. – № 8. – С. 48 – 53.
38. Hinkkanen M., Luomi J. Parameter Sensitivity of Full-Order Flux Observers for Induction Motors // IEEE Trans. Ind. Applicat. – 2003. – Vol. 39. – № 4. – P. 1127–1135.
39. Hinkkanen M. Analysis and Design of Full-Order Flux Observers for Sensorless Induction Motors// IEEE Trans. Ind. Applicat. – 2004. – Vol. 51. – № 5. – P. 1033–1040.
40. Hinkkanen M., Luomi J. Stabilization of Regenerating-Mode Operation in Sensorless Induction Motor Drives by Full-Order Flux Observer Design // IEEE Trans. Ind.
Applicat. – 2004. – Vol. 51. – № 4. – P. 1318–1328.
41. Вдовин В.В., Панкратов В.В. Синтез адаптивного наблюдателя координат бездатчикового асинхронного электропривода // Известия Томского политехнического университета. – 2012. – Т. 320. – № 4. Энергетика. – С. 147 – 153.
42. Панкратов В.В. Глобально устойчивый адаптивный наблюдатель для систем общепромышленного асинхронного электропривода / В.В. Панкратов, В.В. Вдовин, Г.Г. Ситников, С.С. Доманов // Электротехника. – 2011. – № 6. – С. 42 – 47.
43. Tursini M., Petrella R., Parasiliti F. Adaptive Sliding-Mode Observer for Speed Sensorless Control of Induction Motors // IEEE Trans. Ind. Applicat. – 2000. – Vol. 36.
– № 5. – P. 1380–1387.
44. Маслов М.О., Панкратов В.В. Один алгоритм предварительной идентификации параметров для асинхронного электропривода с векторным управлением // Труды XIII Международной конференции "Электроприводы переменного тока" (ЭППТ'05, 15 – 18 марта 2005 г., Екатеринбург, Россия). – Екатеринбург, 2005. – С. 99 – 102.
45. Vladimir V. Pankratov, Yelena A. Zima. New off-line identification method of induction motor parameters// Siberian Russian Workshops and Tutorials on Electron Devices and Materials EDM'2002: Workshop Proceedings, 2002. Vol.2. – Novosibirsk, Russia: NSTU, 2002. – pp. 85 – 87.
46. Виноградов А.Б. Векторное управление электроприводами переменного тока / ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И.
Ленина». – Иваново, 2008. – 321 с 47. Вдовин В. В. Адаптивный наблюдатель координат для бездатчикового магнитоэлектрического синхронного электропривода / В. В. Вдовин, В. В. Панкратов // Известия вузов. Электромеханика. – 2012. – № 6. – С. 70 – 74.
48. ГОСТ Р 52956-2008. Материалы магнитотвердые спеченные на основе сплава неодим-железо-бор. Классификация. Основные параметры. – М.: Стандартинформ, 2008. – 12 с.
49. M. Tursini, R. Petrella, F. Parasiliti. Initial Rotor Position Estimation Method for PM Motors // IEEE Trans. Ind. Applicat. – 2003. – Vol. 39. – № 6. – P. 1630–1640.
50. P. B. Schmidt, M. L. Gasperi, G. Ray, and A. H. Wijenayake, “Initial rotor angle detection of nonsalient pole permanent magnet synchronous machine,” in Conf. Rec.
IEEE-IAS Annu. Meeting, New Orleans, LA, 1997, pp. 459–463.
51. Котин Д.А. Алгоритмы текущей идентификации координат в асинхронизированном синхронном электроприводе / Д.А. Котин, В.В. Панкратов // Электротехника, электромеханика, электротехнологии ЭЭЭ-2009: Материалы четвертой научно-технической конференции с международным участием. – Новосибирск: Издво НГТУ, 2009. – С. 100 – 105.
52. Котин Д.А. Синтез алгоритма текущей идентификации координат асинхронизированного синхронного электропривода / Д.А. Котин, В.В. Панкратов // Электромеханические преобразователи энергии: Материалы международной науч.техн. конф., 13 – 16 октября 2009 г., Томск ТПУ. – Томск: Изд-во Томского политехн. ун-та, 2009. – С. 228 – 232.
53. Peng F.Z. Robust Speed Identification for Speed-Sensorless Vector Control of Induction Motors / F.Z. Peng, T. Fukao // IEEE Trans. Indus. Appli. – September/October 1994. – vol. 30, no. 5. – pp. 1234 – 1240.
54. Панкратов В.В. Бездатчиковый асинхронизированный синхронный электропривод с векторным управлением / В.В. Панкратов, Д.А. Котин // Электротехника.
– 2009. – № 12. – С. 13 – 19.
55. Вдовин В.В. Адаптивный наблюдатель координат состояния для бездатчикового векторного управления асинхронизированной синхронной машиной / В.В.
Вдовин, В.В. Панкратов // Труды V Всероссийской научно-практической конф.
«Автоматизированный электропривод и промышленная электроника» АЭПЭ- (Новокузнецк, 20 – 22 ноября 2012 г.) – Новокузнецк: Изд-во СибГИУ, 2012. – С.
27 – 35.
56. Вдовин В.В. Адаптивный алгоритм вычисления координат для бездатчикового векторного управления машинами двойного питания / В.В. Вдовин, Д.А. Котин, В.В. Панкратов // Известия высших учебных заведений. Электромеханика. – 2013.
– №6. – С. 23 – 27.
57. Luenberger, David G. Observing the State of a Linear System // IEEE Trans. on Military Electronics. Vol. 8, №2. – 1964. – P. 74–80.
58. Федеральное агенство по техническому регулированию и метрологии. Каталог стандартов [Электронный ресурс]. Режим доступа:
http://www.gost.ru/wps/portal/pages.CatalogOfStandarts.
59. ГОСТ Р 51137-98 – Электроприводы регулируемые асинхронные для объектов энергетики. Общие технические условия. – М.: ИПК Издательство стандартов, 1998. – 15 с.
60. ГОСТ 27803-91 – Электроприводы регулируемые для металлообрабатывающего оборудования и промышленных роботов. Технические требования. – М.:
Издательство стандартов, 1991. – 22 с.
61. Справочник по электрическим машинам: В 2 т. / под общ. Ред. И.П. Копылова и Б.К. Клокова. Т.1. – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 456 с.
62. Асинхронные двигатели серии 4А: Справочник / Э.А. Кравчик, М.М. Шлаф, В.И. Афонин, Е.А. Соболенская. – М.: Энергоиздат, 1982. – 504 с.
63. Берестов В.М., Панкратов В.В. Параметрический синтез контура регулирования скорости транзисторного привода по возмущающему воздействию // Электричество. – 2006. – №12. – С. 32 – 35.
64. Papageorgiou, M. Optimierung. Statische, dynamische, stochastische Verfahren fr die Anwendung. Oldenburg Verlag, Mnchen, Wien, 1991.
ПРИЛОЖЕНИЯ
ПРИЛОЖЕНИЕ А
Основные технические характеристики двигателя 4А225М4У3 [61] представлены в таблице А.1.Таблица А. Типоразмер Параметры Г-образной схемы замещения в относительных единицах [62]:
Так как параметры схемы замещения фазы двигателя X, R1, X1, R2, X 2 – приведены в относительных единицах, необходимо перейти к абсолютным значениям, для этого определим номинальный ток статора, Следовательно, полное комплексное сопротивление Тогда параметры Т-образной схемы замещения где C – коэффициент приведения сопротивлений [62], Индуктивности рассеяния статора и ротора:
где сети 2fсети 2 50 314,16 рад с – круговая частота сети.
Главная индуктивность обмоток статора и ротора Полные индуктивности статора и ротора:
Эквивалентная индуктивность рассеяния, приведенная к статору, Эквивалентное активное сопротивление двигателя, приведенное к обмотке статора, Определим все фазные величины, для номинального режима, используя Тобразную схему замещения.
Полное комплексное сопротивление фазы двигателя Номинальный комплексный ток фазы статора Действующее значение тока статора Номинальный комплексный ток фазы ротора:
Действующее значение тока ротора Электромагнитный момент на валу машины, определенный по Т–образной схеме замещения, Потокосцепление ротора в номинальном режиме Амплитуда номинального потокосцепления ротора Двухканальная система векторного управления АД типа «Transvektor» строится исходя из принципа подчиненного регулирования координат. Внутренними контурами являются контуры регулирования токов по продольной и поперечной оси. Внешними являются контуры регулирования частоты вращения ротора и потокосцепления ротора.
Рассмотрим процедуру синтеза контура регулирования токов АД. При синтезе пренебрежем влиянием отрицательной обратной связи по ЭДС, что возможно, в случае если синтезируемый контур будет «быстрее» внешних контуров.
Также пренебрежем нелинейностью и дискретностью преобразователя частоты, заменив его безинерционным звеном с коэффициентом передачи где U max.шип U m.ф 2 220 2 311,27 В – максимальное напряжение на выходе ПЧ;
Rеf max 0,5 о.е. – максимальный уровень сигнала задания.
Структурная схема контура регулирования токов, при пренебрежении влиянием обратной отрицательной связи по ЭДС, представлена на рисунке А.1.
где k BA – коэффициент передачи обратной связи по току, где I s.max I s.ном 2 i 100,1 2 1,5 212А – максимальный ток статора.
В качестве регулятора тока будем использовать ПИ-регулятор где k р.т.п – коэффициент передачи пропорциональной части регулятора тока;
kр.т.и – коэффициент передачи интегральной части регулятора тока.
При этом передаточная функция замкнутого контура регулирования тока будет иметь вид Настраивая знаменатель передаточной функции замкнутого контура регулирования тока на характеристический полином второго порядка получим следующие формулы для коэффициентов регулятора тока Выбор собственной частоты синтезируемого контура регулирования тока осуществляется согласно условию разделения частот где f диск 2 f ШИМ 2 3000 6000 рад с – частота дискретизации ШИП.
Примем собственную частоту контура регулирования тока равной и коэффициент формы Aкрт 2. Тогда коэффициенты регулятора тока Для регулирования магнитного состояния АД синтезируем замкнутый контур регулирования потокосцепления ротора. Структурная схема контура регулирования потокосцепления ротора представлена на рисунке А.2.
В структурной схеме приняты следующие обозначения:
kBF – коэффициент передачи обратной связи по потокосцеплению, где r.н – номинальное потокосцепление;
Т r – постоянная времени роторной цепи, Настраивая замкнутый контур регулирования потокосцепления ротора как апериодическое звено с собственной частотой пропускания f КРП 10 Гц, получим пропорционально-интегральный регулятор где коэффициенты регулятора определяются согласно выражениям Рассмотрим процедуру синтеза контура регулирования частоты вращения АДКЗР. Структурная схема регулирования скорости при номинальном потоке ротора представлена на рисунке А.3.
В структурной схеме принято обозначение kBR – коэффициент передачи обратной связи по скорости:
Синтез контура регулирования частоты вращения осуществим с помощью метода асимптотических логарифмических амплитуда частотных характеристик.
В качестве желаемой передаточной функции разомкнутого контура регулирования частоты вращения примем следующую передаточную функцию:
где крт.л – левая частота сопряжения желаемой асимптотической желаемой ЛАЧХ разомкнутого контура скорости;
крт.c – частота среза асимптотической желаемой ЛАЧХ разомкнутого контура скорости, определяющая быстродействия электропривода;
крт.п – правая частота сопряжения желаемой асимптотической желаемой ЛАЧХ разомкнутого контура скорости, необходима для фильтрации сигнала обратной связи.
Соответствующая асимптотическая ЛАЧХ изображена на рисунке А.4.
Передаточная функция разомкнутого контура тока имеет вид где M max – максимальный момент электропривода;
max – максимальная частота вращения;
J – суммарный момент инерции электропривода, приведенный к двигателю.
Анализируя уравнение механического движения электропривода в режиме отсутствия момента сопротивления на валу M c 0, получим следующее выражение:
где Tay – параметр, характеризующий инерционность механической части электропривода – время разгона с нуля до максимальной частоты вращения с максимальным динамическим моментом [63].
Тогда передаточная функция разомкнутого контура скорости будет иметь вид Приравнивая передаточную функцию разомкнутого контура скорости к желаемой (А.1) получим следующую передаточную функцию регулятора скорости где коэффициенты пропорциональной и интегральной части регулятора определяются согласно следующим выражениям:
Для уменьшения перерегулирования на вход контура скорости установим фильтр с передаточной функцией:
Частота среза желаемой ЛАЧХ разомкнутого контура скорости выбирается исходя из требований к быстродействию электропривода по управляющему воздействию. Коэффициент разнесения частоты среза от левой частоты сопряжения aкрт.л крт.с крт.л влияет на перерегулирование по управляющему воздействию и реакцию на возмущение. Чем меньше aкрт.л, тем больше перерегулирование по управляющему воздействию, но меньше динамическая просадка по возмущению. Коэффициент разнесения правой частоты сопряжения от частоты среза aкрт.п крт.с крт.п также оказывает влияние на качество процессов по управлению и возмущению.
На рисунке А. 5 представлены графики переходных процессов по механической частоте ротора, заданию на токи в системе координат d, q, заданиям фазных токов и напряжений при работе в двигательном режиме и абсолютно точной информации о координатах ЭП. Электропривод отрабатывает следующие режимы: намагничивание двигателя, разгон без нагрузки на частоту 3ном 4, наброс номинальной нагрузки, сброс нагрузки. Все величины представлены в относительных единицах.
Как видно из графиков переходных процессов, система векторного управления синтезирована верно и обеспечивает требуемые режимы работы ЭП.
ПРИЛОЖЕНИЕ Б
Параметры СДПМ, используемой для цифрового моделирования:Номинальное напряжение статора U ном 220 В, Номинальная частота питания fe.ном 500 Гц, Номинальный ток статора I ном 270 A, Потокосцепление от постоянных магнитов 0,091 Вб, Активное сопротивление статора Rs 0,04 Ом, Индуктивность обмотки статора по продольной и поперечной оси Ld Lq 0,11 мГн, Суммарный момент инерции на валу J 0,46 кг м.
Система векторного управления СДПМ строится исходя из принципа подчиненного регулирования. Внутренними контурами являются контуры регулирования токов по продольной и поперечной оси. Внешним является контур регулирования частоты вращения ротора.
Рассмотрим процедуру синтеза контура регулирования токов СДПМ. При синтезе пренебрежем влиянием отрицательной обратной связи по ЭДС, что возможно, в случае если синтезируемый контур будет «быстрее» внешних контуров.
Также пренебрежем нелинейностью и дискретностью преобразователя частоты, заменив его безинерционным звеном с коэффициентом передачи где U max.шип U ф 2 220 2 311,27 В – максимальное напряжение на выходе ПЧ;
Rеf max 0,5 о.е. – максимальный уровень сигнала задания.
Структурная схема контура регулирования токов, при пренебрежении влиянием обратной отрицательной связи по ЭДС, представлена на рисунке Б.1.
где k BA – коэффициент передачи обратной связи по току где I s.max I s.ном 2 i 270 2 1,5 572,8 А – максимальный ток статора.
В качестве регулятора тока будем использовать ПИ-регулятор kр.т.п – коэффициент передачи пропорциональной части регулятора тока;
kр.т.и – коэффициент передачи интегральной части регулятора тока.
При этом передаточная функция замкнутого контура регулирования тока будет иметь вид Настраивая знаменатель передаточной функции замкнутого контура регулирования тока на характеристический полином второго порядка получим следующие формулы для коэффициентов регулятора тока:
Выбор собственной частоты синтезируемого контура регулирования тока осуществляется согласно условию разделения частот где f диск 2 f ШИМ 2 7500 14000 рад с – частота дискретизации ШИП.
Примем собственную частоту контура регулирования тока и коэффициент формы Aкрт 2. Тогда коэффициенты регулятора тока Рассмотрим процедуру синтеза контура регулирования частоты вращения СДПМ. Структурная схема регулирования скорости представлена на рисунке Б.2.
В структурной схеме kBR – коэффициент передачи обратной связи по скорости:
Синтез контура регулирования частоты вращения осуществим аналогично контуру регулирования частоты вращения АД, см. приложение А. Соответственно, коэффициенты передачи регулятора скорости СДПМ Для уменьшения перерегулирования на вход контура скорости установим фильтр с передаточной функцией Как правило, регулирование неявнополюсных СДПМ осуществляется с нуref левым током по продольной оси isd 0. При Ld Lq с помощью регулирования тока по продольной оси может осуществляться оптимизация режимов работы электропривода по различным критериям, например по критерию минимума тока статора или минимума потерь в машине [64].
Для работы во второй зоне регулирования или при нехватке напряжения звена постоянного тока необходимо регулировать ЭДС вращения Путем формирования отрицательного тока по продольной оси уменьшается потокосцепление статора, и соответственно ЭДС вращения. Проводя аналогию с АД можно говорить об «намагничивающем» и «размагничивающем» токе по продольной оси. Естественно здесь идет речь о регулирование именно поля статора, а не поля от постоянных магнитов. Для зависимого ослабления поля статора при переходе во вторую зону необходимо организовать контур ослабления поля, который ограничивает амплитуду задания на вектор напряжения статора. При нехватке напряжения будет осуществляться автоматическое формирование «размагничивающего» тока статора по продольной оси.
Расчетная структурная схема контура зависимого ослабления поля представлена на рисунке Б.3.
Передаточную функцию регулятора зависимого ослабления выберем состоящую из ПИ-регулятора и апериодического звена, компенсирующего форсирующий числитель ПИ-регулятора тока:
В этом случае передаточная функция замкнутого контура зависимого ослабления имеет вид Настраивая знаменатель передаточной функции на полином второго порядка с частотой пропускания к.о и коэффициентом формы Aк.о, получим следующие выражения для коэффициентов регулятора зависимого ослабления поля:
Уровень входного сигнала контура зависимого ослабления поля примем равным На рисунке Б.4 представлены графики переходных процессов по механической частоте ротора, заданию на токи в системе координат d, q, заданиям фазных токов и напряжений при работе в двигательном режиме и абсолютно точной информации о координатах ЭП. Электропривод отрабатывает следующие режимы: намагничивание двигателя, разгон без нагрузки на частоту 3 ном 4, наброс номинальной нагрузки, сброс нагрузки, последующий выход на частоту 3 ном 2. Все величины представлены в относительных единицах.
Как видно из графиков переходных процессов, система векторного управления синтезирована верно и обеспечивает требуемые режимы работы ЭП.
ПРИЛОЖЕНИЕ В
Основные технические характеристики двигателя 4АНК355М4У3 [62] представлены в таблице В.1.Номинальное линейное напряжение Параметры Г-образной схемы замещения в относительных единицах [62]:
Так как параметры схемы замещения фазы двигателя X, R1, X1, R2, X 2 – приведены в относительных единицах, необходимо перейти к их абсолютным значениям, для этого определим номинальный ток статора Следовательно, полное комплексное сопротивление двигателя Тогда параметры Т-образной схемы замещения определяется как где C – коэффициент приведения сопротивлений Индуктивности рассеяния статора и ротора где сети 2fсети 2 50 314,16 рад с – круговая частота сети.
Взаимная индуктивность обмоток статора и ротора Полные индуктивности статора и ротора Эквивалентная индуктивность рассеяния, приведенная к статору, Эквивалентная индуктивность рассеяния, приведенная к ротору, Определим все фазные величины, для номинального режима, используя Тобразную схему замещения.
Полное комплексное сопротивление фазы двигателя Номинальный комплексный ток фазы статора Действующее значение тока статора Номинальный комплексный ток фазы ротора Действующее значение тока ротора Электромагнитный момент на валу машины, определенный по Т–образной схеме замещения
ПРИЛОЖЕНИЕ Г
Модель электропривода АДКЗР при полных измерениях координат в среде MATLAB/Simulink представлена на рисунке Г.1.Используемая модель алгоритмы управления при полных измерениях представлена на рисунке Г.2.
Структурная схема асинхронного электродвигателя с короткозамкнутым ротором в системе координат, представлена на рисунке Г.3.
Модель регуляторов скорости и потокосцепления ротора в среде MATLAB/Simulink представлена на рисунке Г.4.
На рисунке Г.5 изображена структурная схема регяляторов тока.
Бездатчиковый вариант ЭП с АДКЗР используемый при моделировании представлен на рисунке Г.6.
Модель «бездатчикового» алгоритма векторного управления в среде MATLAB/Simulink представлена на рисунке Г.7.
На рисунке Г.8 изображена модель алгоритма MRAS.
Модель адаптиной системы с НПП представлена на рисунке Г.9.
Наблюдателя полного порядка АДКЗР при нулевой «стабилизирующей»
добавке изображена на рисунке Г.10.
На рисунке Г.11 изображена модель предлагаемого идентификатора среде MATLAB/Simulink, построенного на базе наблюдателя полного порядка.
Модель наблюдателя полного порядка с предлагаемой «стабилизирующей»
добавкой (3.10), представлена на рисуноке Г.12.
Блок линеаризации зависимости i1is1 изображен на рисунке Г.13.
Датчиковый электропривод с СДПМ представлен на рисунке Г.14.
Модель алгоритма управления СДПМ при полных измерениях в среде изображена на рисунке Г.15.
На рисунке Г.16 прелставлен алгоритм формирования заданий токов по продольной и поперечным осям СДПМ при зависимом ослаблении поля.
Модель СДПМ в неподвижной системе координат в среде изображена на рисунке Г.17.
Датчиковый электропривод с СДПМ представлен на рисунке Г.18.
Алгоритм бездатчикового управления СДПМ приведен на рисунке Г. 19.
Алгоритм идентификации для СДПМ с «расширенной ЭДС» представлена на рисунке Г. 20.
«