«Исследование и разработка ключевых усилителей мощности для высокоэффективного СЧ передатчика цифрового радиовещания ...»

Московский технический университет связи и информатики

На правах рукописи

Алипов Антон Сергеевич

Исследование и разработка ключевых усилителей мощности для

высокоэффективного СЧ передатчика цифрового радиовещания

05.12.13 «Системы, сети и устройства телекоммуникаций»

Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

Научный руководитель к. т. н., проф. В. Б. Козырев Москва - 2006 2

СОДЕРЖАНИЕ

СПИСОК АББРЕВИАТУР

ВВЕДЕНИЕ

1. КЛЮЧЕВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ

1.1. Вводные замечания

1.2. Схемы ключевых усилителей мощности

1.2.1. Общие замечания

1.2.2. УМ класса D с резистивной нагрузкой

1.2.3. УМ класса D с фильтровой нагрузкой

1.2.4. Ключевые УМ классов F и Fинв

1.2.5. УМ класса Е

1.2.6. УМ с формами колебаний, обратными классу Е

1.2.7. УМ класса DЕ с фильтровой нагрузкой

1.2.8. УМ класса DE с резистивной нагрузкой

1.2.9. УМ класса EF

1.3. Новая классификация ключевых усилителей мощности

1.4. Выводы

2. ТЕОРЕТИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЕЙ КЛАССОВ FE И DE............. 2.1. Вводные замечания

2.2. Модель МДП-транзистора

2.3. Временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи

2.4. Параметры режима работы усилителей

2.4.1. Нормированные параметры формирующего контура

2.4.2. Коэффициенты разложения импульсов напряжения и тока в ряд Фурье............... 2.4.3. Относительная мощность первой гармоники в нагрузке

2.4.4. Определение длительности интервала недокрытия

2.5. Энергетические характеристики выходной цепи

2.5.1. КПД выходной цепи

2.5.2. Коэффициенты использования транзисторов

2.5.3. Сравнительная оценка частотно-мощностных свойств усилителей

2.5.4. Частотные ограничения, обусловленные возрастанием максимального и среднеквадратического тока стока

2.6. Порядок расчета выходной цепи усилителей

2.7. Входные цепи усилителей

2.7.1. Требования к входной цепи

2.7.2. Возбуждение прямоугольными импульсами напряжения

2.7.3. Возбуждение гармоническим напряжением

2.8. Выводы

3. КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ КЛАССОВ FE И DE.......... 3.1. Вводные замечания

3.2. Моделирование работы усилителей классов FE и DE в режиме ПННТ

3.3. Моделирование работы усилителей классов FE и DE в диапазоне частот

3.4. Исследование нагрузочных характеристик усилителей классов FE и DE.................. 3.5. Исследование модуляционных характеристик усилителей классов FE и DE............ 3.6. Выводы

4. КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ СЧ ПЕРЕДАТЧИКА ЦИФРОВОГО

РАДИОВЕЩАНИЯ С УСИЛИТЕЛЕМ КЛАССА FE В ОКОНЕЧНОМ КАСКАДЕ....

4.1. Вводные замечания

4.2. Усилитель мощности передатчика

4.2.1. Выбор и расчет УМ

4.2.2. Коррекция неравномерности фазоамплитудной характеристики УМ.................. 4.2.3. Результаты моделирования УМ

4.3. Моделирование передатчика Кана

4.3.1. Модель передатчика

4.3.2. КПД передатчика

4.3.3. Качественные характеристики передатчика

4.4. Выводы

5. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ

КЛАССА FE

5.1 Вводные замечания

5.2. Описание экспериментального макета

5.3. Расчет усилителя

5.4. Схема эксперимента

5.5. Компьютерная модель макета

5.6. Результаты эксперимента

5.6.1. Исследуемые характеристики

5.6.2.

Работа УМ класса FE при расчетном недокрытии

5.6.3. Работа УМ класса FE с регулировкой смещения

5.6.4. Работа УМ класса F

5.6.5. Сравнение результатов эксперимента и моделирования

5.7. Выводы

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

ПРИЛОЖЕНИЕ 1. Потери мощности в выходной цепи транзисторов, работающих в ключевом режиме

ПРИЛОЖЕНИЕ 2. SPICE-модель МДП-транзисторов фирмы International Rectifier

ПРИЛОЖЕНИЕ 3. Метод Кана (метод раздельного усиления составляющих)............... ПРИЛОЖЕНИЕ 4. Основные параметры транзисторов, используемых в работе............ АКТ О ВНЕДРЕНИИ РЕЗУЛЬТАТОВ РАБОТЫ

СПИСОК АББРЕВИАТУР

АМ – амплитудная модуляция АФК – амплитудно-фазовая конверсия АФМ – амплитудно-фазовая модуляция АФТ – антенно-фидерный тракт АЧХ – амплитудно-частотная характеристика БПФ – быстрое преобразование Фурье БТ – биполярный транзистор ВАХ – вольт-амперная характеристика ВЧ – высокие частоты ДД – динамический диапазон ДСМ – дельта-сигма модуляция ЗЧ – звуковые частоты ИКМ – импульсно-кодовая модуляция ИП – источник питания КАМ – квадратурная амплитудная модуляция КБВ – коэффициент бегущей волны КЗ – короткое замыкание КП – коммутативные потери КПД – коэффициент полезного действия МДП – «металл-диэлектрик-полупроводник»

МДПТ – МДП-транзистор МЕП – «металл-полупроводник»

МСЭ – Международный союз электросвязи МТУСИ – Московский технический университет связи и информатики МУО – мощный усилитель огибающей МХ – модуляционная характеристика НЧ – низкие частоты ОВЧ – очень высокие частоты ОМ – однополосная модуляция ОЧР – ортогональное частотное разделение (англ. OFDM – orthogonal frequency division multiplexing) ПК – персональный компьютер ПН – переключение напряжения ПННТ – переключение при нулевых напряжении и токе ПНФ – переключение напряжения с фильтровой нагрузкой ПТ – полевой транзистор, переключение тока ПТФ – переключение тока с фильтровой нагрузкой ПФ – полосовой фильтр ПЧ – промежуточная частота РФ – режекторный фильтр РЧ – радиочастота СВЧ – сверхвысокие частоты СИМ – ступенчато-импульсная модуляция СПЭ – спектральная плотность энергии СЧ – средние частоты ТВ – телевидение УВЧ – ультравысокие частоты УИТ – управляемый источник тока УМ – усилитель мощности ФК – формирующий контур ФВЧ – фильтр верхних частот ФНЧ – фильтр нижних частот ФАХ – фазоамплитудная характеристика ФЧХ – фазочастотная характеристика ХХ – холостой ход ЦРВ – цифровое радиовещание ЦСП – цифровой сигнальный процессор ЧМ – частотная модуляция ЧХ – частотная характеристика ШИМ – широтно-импульсная модуляция ШФК – широкодиапазонный формирующий контур ЭВМ – электронная вычислительная машина ЭДС – электродвижущая сила ЭП – электронный прибор DRM – Digital radio mondiale («Всемирное цифровое радио») MSC – main service channel (основной канал обслуживания) SDC – service description channel (канал описания обслуживания) FM – frequency modulation (бытовое наименование ОВЧ ЧМ вещания)

ВВЕДЕНИЕ

Современный уровень развития технологий цифровой обработки сигналов позволяет коренным образом повысить качество и расширить содержание услуг радиовещания путем перехода от традиционного аналогового к цифровому радиовещанию (ЦРВ).

Переход на ЦРВ особенно актуален для диапазонов НЧ, СЧ и ВЧ. Эти частотные диапазоны привлекательны для использования в радиовещании вследствие благоприятных особенностей распространения радиоволн [6], обеспечивающих большие зоны охвата.

Так, в диапазоне СЧ и в вещательной (коротковолновой) части диапазона НЧ радиус действия передающих станций составляет в дневное время несколько сотен километров, а в ночное время за счет возрастания напряженности поля пространственной волны увеличивается до 2…3 тыс. км. В диапазоне ВЧ вследствие многократного последовательного отражения радиоволн от ионосферы и Земли радиус действия станций достигает тысяч километров.

Аналоговое вещание в указанных диапазонах имеет существенные недостатки различного характера. Первый недостаток – это невысокое качество приема. Диапазоны НЧ и СЧ характеризуются значительными атмосферными и промышленными помехами, а диапазон ВЧ – глубокими замираниями из-за многолучевости распространения [6, 7]. Это не позволяет обеспечить на приемной стороне высококачественное звучание и делает неэффективной трансляцию художественных передач.

Вторым недостатком аналогового вещания в диапазонах НЧ – ВЧ является небогатое содержание услуг – незначительное число передаваемых программ, обусловленное ограниченностью частотного ресурса, и невозможность реализовать все более востребованные потребителями сервисы передачи данных.

Наконец, третьим недостатком является частотная и энергетическая неэффективность используемого способа передачи вещательных сигналов, а именно двухполосной амплитудной модуляции (АМ). В то время как вся информация о модулирующем сигнале содержится в одной боковой полосе спектра АМ сигнала, передача двух боковых полос и несущей (класс излучения А3Е) означает, во-первых, вдвое менее эффективное использование частотного ресурса и, во-вторых, примерно в 4,4 раза бльшие энергозатраты на питание передатчика по сравнению с передачей сигнала однополосной амплитудной модуляции с подавленной несущей (ОМ, класс излучения J3Е) [10].

Для повышения частотной и энергетической эффективности систем радиовещания в диапазонах СЧ и ВЧ на международном уровне планировался переход от АМ к ОМ вещанию. При этом, так как обычные АМ приемники с детектором огибающей не способны принимать ОМ сигнал, то предполагалось провести этот переход поэтапно: cперва внедрить вещание с одной боковой полосой и несущей, подавленной на 6 дБ (класс H3E), что позволило бы принимать такие сигналы на традиционные АМ приемники, затем увеличить подавление несущей до 12 дБ (класс R3Е), и, наконец, когда население будет в полной мере снабжено массовыми дешевыми приемниками с синхронными детекторами и автоподстройкой частоты, ввести вещание в классе J3E. Согласно этим планам, внедрение ОМ вещания растягивалось на десятки лет, не решая, однако, при этом проблем качества и содержания радиовещательных услуг. В результате появление более привлекательной альтернативы в виде ЦРВ сняло вопрос о переходе на аналоговое ОМ вещание.

Для построения систем ЦРВ в диапазонах НЧ, СЧ и ВЧ Европейским институтом стандартизации в области электросвязи утвержден в качестве европейского стандарта [2], а Международным Союзом Электросвязи (МСЭ) рекомендован [3] формат «Всемирного цифрового радио» (Digital radio mondiale – DRM). В «Концепции развития телерадиовещания в России на период 2006 – 2015 годов» [1] внедрение ЦРВ стандарта DRM в Российской Федерации обозначено как одно из основных направлений развития сети эфирного радиовещания.

Переход на ЦРВ (далее имеем в виду вещание стандарта DRM) позволяет эффективно решить вышеуказанные проблемы аналогового АМ вещания [8]. Защищенность системы вещания от внутриканальных помех и помех по соседнему каналу повышается посредством использования в цифровом тракте методов защиты от ошибок, как-то помехоустойчивое канальное кодирование и перемежение. Важно, что при снижении отношения сигнал/помеха на входе приемника (вплоть до некоторого порогового значения) субъективно воспринимаемое качество звучания, в отличие от аналогового вещания, не ухудшается. Возможность работы в условиях селективных (по времени и по частоте) замираний обеспечивается путем формирования сигнала ЦРВ по методу ортогонального частотного разделения (ОЧР) [8] (англ. OFDM – orthogonal frequency division multiplexing).

Устойчивая работа системы ЦРВ в условиях многолучевого приема важна еще и для построения одночастотных сетей синхронного вещания [7, 8], которым присущи экономичное использование частотного ресурса, высокая надежность, а также энергетический выигрыш: за счет явления «сетевого усиления» [8] суммарная мощность передатчиков синхронной сети оказывается меньше мощности одного передатчика, обеспечивающего на границах той же территории такую же напряженность поля. Эффективность реализации таких сетей при аналоговом вещании ухудшается специфическими интерференционными искажениями, ограничивающими по площади зону хорошего приема до 60…70 % обслуживаемой территории [7]. В [1] отмечается, что создание синхронных сетей в Российской Федерации является на современном этапе одним из наиболее эффективных способов совершенствования радиовещания.

Цифровое радиовещание позволяет как ввести принципиально новые услуги, связанные с передачей данных, так и увеличить число традиционных услуг, передавая в той же полосе радиоканала несколько программ. Последнее возможно благодаря использованию цифровых методов аудиокомпресcии. Наконец, отсутствие энергозатрат на передачу информационно бесполезных составляющих спектра сигнала и более высокая помехоустойчивость систем ЦРВ приводят к существенному увеличению энергетической эффективности систем цифрового вещания по сравнению с аналоговым.

Одной из первостепенных задач, которые необходимо решать при внедрении ЦРВ, является подготовка радиопередающих устройств для работы в режиме DRM вещания, поскольку далеко не каждый существующий АМ радиопередатчик без значительных доработок способен, во-первых, вообще работать в таком режиме, и, во-вторых, обеспечивать при этом характеристики излучаемого сигнала в соответствии с нормами [4, 5]. Дороговизна радиопередающих устройств заставляет при разработке мер по переходу к ЦРВ в первую очередь рассматривать варианты модернизации существующих АМ передатчиков.

В зависимости от их архитектуры, их перевод в режим ЦРВ связан с различными проблемами. Как правило, структурно они выполнены либо по схеме усиления модулированных колебаний [10], либо по схеме с анодной (анодно-экранной) модуляцией.

В первом случае, когда АМ сигнал формируется на низком уровне мощности в возбудителе передатчика, перевод последнего в режим ЦРВ сводится просто к замене возбудителя, так как весь тракт усиления мощности в принципе линеен по отношению к сигналу, хотя могут потребоваться также меры по дополнительной линеаризации [97].

Во втором случае, когда процесс АМ осуществляется в виде анодной модуляции в оконечном каскаде передатчика, при переводе последнего на ЦРВ возникает необходимость более сложных доработок. На вход тракта РЧ подается радиочастотный фазомодулированный сигнал с постоянной амплитудой, содержащий информацию о мгновенной фазе передаваемого DRM сигнала. На вход тракта ЗЧ подается низкочастотный сигнал огибающей DRM сигнала. В оконечном каскаде сигнал фазы модулируется по амплитуде сигналом огибающей; тем самым формируется передаваемый DRM сигнал. Cигналы огибающей и фазы создаются ЦРВ возбудителем. Таким образом, фактически передатчик оказывается построенным по архитектуре с раздельным усилением (метод Кана) [10]. При этом возникают трудности получения малых нелинейных искажений передаваемого сигнала. Главной из них является проблема обеспечения достаточно широкой полосы пропускания тракта огибающей, которая должна быть не менее чем в 2,5…5 раз шире полосы радиоканала [69 – 74]. Обычная ширина полосы сигнала DRM – 9 кГц, при работе в удвоенной полосе это значение возрастает до 18 кГц [2]. Таким образом, полоса пропускания тракта огибающей должна составлять 23…45 кГц в стандартном режиме и 45…90 кГц в режиме удвоенной полосы. В то же время тракты ЗЧ аналоговых передатчиков рассматриваемых диапазонов рассчитаны на работу в полосе всего 10 кГц. Поэтому требуется замена мощных модулирующих устройств на более широкополосные.

При всей экономической привлекательности модернизации эксплуатируемых в Российской Федерации АМ передатчиков (затраты на это в 2…2,5 раз ниже, чем на закупку новых отечественных аналогов [1]) необходимо учитывать, что они крайне изношены.

Около 80% передатчиков диапазонов НЧ – ВЧ отработали более 25 лет, и срок их амортизации превышен в 2 - 3 раза [1]. Кроме того, большинство передатчиков построены на устаревших лампах (триодах), и по этой и другим причинам имеют низкий промышленный КПД – не более 40% [1]. В связи с этим возникает острая необходимость создания нового поколения транзисторных передатчиков, обладающих существенно лучшими энергетическими и эксплуатационными характеристиками. Разработка современных твердотельных цифровых радиовещательных передающих устройств должна стать одним из основных направлений проведения научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ в области цифрового телерадиовещания [1].

Среди принципов, которыми необходимо руководствоваться при создании новых передатчиков для ЦРВ, не последнее место занимает применение как на структурном, так и на схемотехническом уровнях современных технических решений, позволяющих улучшить энергетическую эффективность передатчика при сохранении приемлемых качественных показателей. Повышение КПД передатчика позволяет не только снизить расходы на электроэнергию (которые составляют около 70% всех затрат на его эксплуатацию [1]), но и уменьшить размеры, массу и сложность устройства за счет упрощения системы охлаждения, а также улучшить показатели надежности. Поскольку промышленный КПД передатчика определяется в основном КПД его оконечных устройств [10], то проблема во многом сводится к поиску методов энергетического совершенствования оконечных усилителей мощности (УМ) передатчиков, где, в свою очередь, основная часть потерь, как правило, связана с рассеянием мощности в электронных приборах (ЭП).

Радикальным способом решения задачи является применение в УМ ключевых режимов работы, когда ЭП практически находится попеременно только в двух состояниях – либо полностью открыт, либо закрыт, – что достигается увеличением амплитуды возбуждающего колебания. В идеальном случае, когда сопротивление ЭП в открытом состоянии стремится к нулю, а в закрытом – к бесконечности, и отсутствуют паразитные реактивности, мощность в нем вообще не рассеивается, поскольку в любой момент времени либо напряжение на ЭП, либо ток через него равны нулю. Таким образом, перевод УМ в ключевой режим позволяет повысить его КПД, а в отдельных случаях – и выходную мощность, так как последняя может быть ограничена в первую очередь именно рассеянием мощности в ЭП.

Ключевые УМ могут работать с колебаниями, имеющими постоянную амплитуду, например с частотной (ЧМ) или с широтно-импульсной (ШИМ) модуляцией, а также они пригодны для осуществления амплитудной модуляции на выходном электроде ЭП. Колебания с изменяющейся во времени амплитудой (как например колебание с ОЧР) в ключевых УМ усиливать невозможно, так как ЭП работает в режиме двустороннего ограничения по входу. Поэтому, чтобы использовать ключевые УМ для повышения энергетической эффективности передатчиков подобных сигналов, применяют особые архитектурные решения, в которых формируются некоторые колебания с постоянной амплитудой, усиливаемые с высоким КПД в ключевых УМ, а затем из них с помощью операции перемножения (амплитудной модуляции), суммирования или фильтрации (ре)конструируется искомое излучаемое колебание. К таким техническим решениям относятся методы раздельного усиления (Кана) [10], дефазирования (Ширекса) [12, 14], ступенчато-импульсной модуляции (СИМ) [90, 92], импульсной модуляции на радиочастоте [82, 83].

При всей теоретической выгоде использования ключевых УМ до недавнего времени они не находили широкого применения в радиовещательных передатчиках, причиной чему было главным образом несовершенство ЭП. Электровакуумные триоды и тетроды оказались непригодными для работы в ключевом режиме в силу их принципиально высокого сопротивления в открытом состоянии, тяжелого теплового режима по управляющей (в триодах) или экранирующей (в тетродах) сетке, а также относительно больших межэлектродных емкостей, не позволяющих осуществлять ключевое усиление на частотах выше единиц МГц. Твердотельная же технология в первые десятилетия своего развития не позволяла создать одновременно малоинерционные и мощные приборы, на которых практически выгодно было бы строить ключевые УМ вещательных передатчиков. Кроме того, полевые транзисторы (ПТ) с управляющим переходом и, впоследствии, МДП-транзисторы (МДПТ) с длинным каналом [9] имели слишком большое сопротивление в открытом состоянии, что делало их перевод в ключевой режим энергетически малоэффективным.

Сегодня указанные недостатки технологии транзисторов преодолены в такой степени, что позволяют строить ключевые каскады мощностью от единиц кВт в диапазонах НЧ и СЧ до сотен мВт в диапазоне СВЧ. При этом наиболее предпочтительными приборами являются МДПТ с коротким каналом, которые, хотя несколько уступают биполярным транзисторам (БТ) по частотным свойствам в силу бльших межэлектродных емкостей, но зато имеют гораздо более высокое входное сопротивление и допускают работу при более существенном рассогласовании нагрузки УМ [11]. В диапазонах УВЧ и СВЧ ключевые УМ строятся также на МЕП-транзисторах. Принимая во внимание указанные обстоятельства, в настоящей работе будем рассматривать УМ на МДПТ, хотя, учитывая известную аналогию между ними и БТ, большинство полученных результатов может быть экстраполировано и на УМ, построенные на основе БТ.

Совершенствование технологии транзисторов привело в последние 10 – 15 лет к возрастанию интереса к ключевым УМ, к поиску возможно более совершенных схемотехнических решений в этой области, к лавинообразному возрастанию числа соответствующих научных публикаций. Родоначальниками отечественной школы специалистов по ключевым УМ были И. А. Попов и А. Д. Артым. Среди современных ученых, внесших наиболее значительный вклад в теорию ключевых УМ, следует отметить таких специалистов как Ф. Рааб, Н. Сокал, М. Казимирчук (США), Ш. Мори (Япония), В. Б. Козырев, В. Ф. Дмитриков (Россия).

Основной проблемой, стоящей перед теорией ключевых УМ, является трудность создания такого усилителя, который бы обладал одновременно хорошими частотными (высокочастотность, широкодиапазонность) и мощностными свойствами. Так как ключевой УМ имеет высокий КПД, то его выходная мощность ограничена не только рассеянием мощности в ЭП, которое сравнительно невелико, но и предельно допустимыми значениями выходных напряжения и тока ЭП (например, в МДПТ – напряжения сток-исток и тока стока). Отсюда следует, что чем ниже пик-факторы напряжения ПЕ и тока ПI, равные отношениям максимальных значений напряжения Еси макс и тока Ic макс к средним, тем лучше транзистор используется по мощности, то есть тем бльшую мощность с него можно снять при том же напряжении питания и токе, потребляемом от источника питания (ИП).

Для оценки мощностных свойств УМ удобен коэффициент использования по мощности где P*н – мощность в нагрузке в расчете на один транзистор.

Исторически ранее прочих были предложены [22] двухтактные ключевые УМ класса D с фильтровой нагрузкой. Они имеют хороший коэффициент использования = 0, [13] и принципиально широкодиапазонны: допустимый коэффициент перекрытия по частоте Кf ограничен в них лишь соображениями проектирования выходного фильтра. Однако такие УМ при построении на биполярных транзисторах не допускают работы при КБВ нагрузки менее 0,7 [13]. Поэтому до появления мощных МДПТ они не находили практического применения в передатчиках.

Разработанные несколько позже УМ класса D с резистивной нагрузкой [18], несмотря на существенные потери мощности высших гармоник и, как следствие, значительно меньший КПД по первой гармонике [13], быстро нашли применение в радиопередатчиках как сигналов амплитудной и частотной телеграфии (например, отечественный передатчик «Муссон»), так, позднее, и ОМ сигналов [13]. Это произошло благодаря их хорошим нагрузочным характеристикам с возможностью эффективной работы при КБВн вплоть до 0,5, максимально высокому использованию транзисторов по мощности ( = 0,25), а также широкодиапазонности.

К сожалению, УМ класса D низкочастотны: всем им (кроме схемы с переключением тока и фильтровой нагрузкой, имеющей другие серьезные недостатки – см. ниже п.

1.2.3) присущи коммутативные потери (КП) мощности [10, 13], обусловленные перезарядом выходных емкостей транзисторов через сами транзисторы в моменты их открывания.

Поскольку КП пропорциональны рабочей частоте, то они ограничивают область применения УМ класса D на современных транзисторах (как МДПТ, так и БТ) устройствами диапазонов до ВЧ, причем для мощных МДПТ с вертикальной структурой частотное ограничение наступает уже на 1…2 МГц [11].

Проблема исключения КП решена в ключевых УМ класса E, схема и режим работы которых таковы, что к моменту включения транзистора напряжение сток-исток (то есть на выходной емкости) оказывается равным нулю. Соответственно в этот момент энергия в выходной емкости также равна нулю, и КП нет. Это достигается включением в выходную цепь УМ дополнительного, так называемого формирующего LC-контура (ФК), частью которого является и сама выходная емкость транзистора. УМ класса Е могут быть весьма высокочастотными, известны экспериментальные усилители, работающие на частотах до 10 ГГц [33]. Однако величина Kf не превышает здесь 1,2…1,3, а транзисторы плохо используются по мощности ( < 0,1) вследствие больших значений ПЕ и ПI.

Ключевые УМ классов F и Fинв («F инверсный») [11, 25] технологически непригодны для использования в диапазонах НЧ – ВЧ, так как в них используются четвертьволновые отрезки длинных линий, которые на таких частотах имеют неприемлемо большие геометрические размеры.

В 1975 г. С. А. Жуковым и В. Б. Козыревым [40], и значительно позднее независимо от них и друг от друга несколькими зарубежными учеными [41, 46] был предложен двухтактный ключевой УМ с фильтровой нагрузкой, призванный соединить преимущества УМ класса D c переключением напряжения и фильтровой нагрузкой (хорошее использование транзисторов по напряжению и по мощности, бестрансформаторное и бездроссельное построение выходной цепи) и УМ класса Е (отсутствие КП). В отличие от УМ класса D, транзисторы здесь работают с недокрытиями, то есть имеются интервалы времени, в которые оба они одновременно закрыты. Схема аналогична схеме УМ класса D, с той разницей, что в выходную цепь последовательно с фильтровой нагрузкой вводится дополнительная индуктивность. Вместе с выходными емкостями транзисторов она образует ФК, переходный процесс в котором определяет форму импульсов напряжения стокисток на интервалах недокрытия. Включение транзисторов происходит при нулевом напряжении на них, и КП отсутствуют. Как по схемотехническому построению, так и по форме импульсов тока и напряжения данный УМ занимает промежуточное положение между УМ классов D и Е. Поэтому в зарубежной литературе он получил название УМ класса DE [42, 44, 47].

Логично предположить, что по частотным и мощностным свойствам УМ класса DE также занимает промежуточное положение между УМ классов D и Е, и таким образом привлекателен для построения мощных устройств (в том числе вещательных передатчиков), работающих именно в диапазоне СЧ. В самом деле, на более низких частотах КП пренебрежимо малы, и целесообразно использовать УМ класса D, как более мощные и широкодиапазонные. А в верхней части диапазона ВЧ мощные УМ класса DE становятся сложны в практической реализации из-за трудностей компенсации влияния паразитных емкостей и индуктивностей двухтактных схем [21, 58], и для построения мощных высокоэффективных устройств более подходят уже однотактные схемы класса Е.

Исторически получилось так, что УМ класса DE исследовался применительно к использованию в преобразователях напряжения и промышленных генераторах. Не только неизвестно о случаях использования УМ класса DE в радиопередатчиках, но и практически отсутствуют научные публикации, посвященные этому вопросу. Однако из общих соображений очевидно, что УМ класса DE подходят для повышения энергетической эффективности вещательных СЧ радиопередатчиков. Средний промышленный КПД современных твердотельных СЧ АМ передатчиков даже с ключевыми УМ класса D в оконечных каскадах составляет 70…80%, а в режиме DRM вещания он еще меньше, так как сигнал стандарта DRM имеет больший пик-фактор. Не последнюю роль в том, что КПД не очень высок, играет наличие КП. Так как КП пропорциональны не только рабочей частоте, но и величине выходной емкости транзистора, а также квадрату напряжения питания [11], то они тем более существенны, что в УМ передатчиков используются высоковольтные и имеющие значительные межэлектродные емкости транзисторы. Поэтому возможность исключения КП в УМ класса DE является важным ресурсом повышения КПД вещательных СЧ передатчиков. При этом в таких УМ транзисторы лучше используются по мощности, чем в классе Е, следовательно, заданная выходная мощность передатчика может быть получена с меньшего числа транзисторов.

Таким образом, усилители класса DE представляют собой объект актуального исследования, которое и предпринято в настоящей работе.

Цель исследования – определение возможности повышения энергетической эффективности СЧ передатчиков стандарта DRM путем построения их оконечных каскадов на основе ключевых усилителей мощности классов FE и DE, развитие теории работы и методов построения этих УМ.

Задачи исследования заключаются в следующем. Первой задачей является сравнительный обзор известных ключевых усилителей, которому посвящена гл. 1. Он позволяет, во-первых, сделать предварительные выводы о месте усилителей класса DE в технике усиления мощности, выделив их как технологию, перспективную для построения высокоэффективных СЧ передатчиков. Во-вторых, он дает возможность определить возможные схемы УМ класса DE, подлежащие дальнейшему исследованию. В настоящее время в литературе рассматривается только одна схема – с фильтровой нагрузкой и последовательной индуктивностью. Однако по аналогии с другими ключевыми УМ (которая становится ясной из обзора), реализуемы и иные схемы УМ класса DE – схема с фильтровой нагрузкой и параллельной индуктивностью, предложенная В. Н. Громорушкиным (МТУСИ), но теоретически не исследованная и не опубликованная, и схемы с резистивной нагрузкой, предлагаемые в настоящей работе.

Кроме того, систематизированный обзор ключевых УМ предоставляет возможность решить задачу упорядочения их классификации. Как показано в гл. 1, в отсутствие четких критериев классификация ключевых УМ исторически велась во многом хаотично и поэтому методологически нестройна. Это приводит к терминологической путанице и, как следствие, весьма затрудняет понимание различных ключевых УМ. В § 1.3 предлагается критерий и на его основе разрабатывается новая, более стройная классификация. В частности, усилителям класса DE с фильтровой нагрузкой присваивается обозначение класса FE, а УМ класса DE с резистивной нагрузкой сохраняют наименование*.

Следующей задачей исследования является теоретический анализ всех четырех исследуемых УМ с единых позиций, так как до настоящего времени теоретически исследован только УМ с фильтровой нагрузкой и последовательной индуктивностью. Из решения дифференциальных уравнений, описывающих работу схем, находятся временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи. Затем при помощи гармонического анализа табулируются интегральные коэффициенты, характеризующие параметры и характеристики схем при различных значениях относительной длительности интервалов недокрытия. Наконец, анализируются энергетические характеристики усилителей. Конечным результатом является разработка единой методики расчета УМ классов FE и DE. По итогам теоретического анализа проводится сравнение усилителей между собой и с ключевыми УМ других классов по частотно-мощностным свойствам.

Далее, применительно к использованию УМ классов FE и DE в вещательных СЧ передатчиках, необходимо исследовать их диапазонные свойства, нагрузочные характеристики и модуляционные характеристики при стоковой АМ. Эти задачи решаются в гл. путем компьютерного моделирования на схемотехническом уровне.

Этими новыми обозначениями пользуемся далее во Введении.

Затем по итогам гл. 2 и 3 выбирается и рассчитывается один из исследуемых УМ, наиболее подходящий для использования в СЧ передатчике ЦРВ. Проводится компьютерное моделирование передатчика Кана с выбранным УМ на функциональном уровне. При моделировании используется фрагмент реального DRM сигнала. Результатом этого этапа работы (гл. 4) является оценка целесообразности использования УМ класса FE или DE для повышения энергетической эффективности СЧ передатчиков цифрового вещания. При этом для определенности рассматривается передатчик небольшой мощности (1 кВт в пиковой точке), какие могут использоваться в сетях синхронного радиовещания.

Заключительным этапом исследования является натурный эксперимент, которому посвящена гл. 5. Реализован и испытан макет УМ класса FE с выходной мощностью 90 Вт в пиковой точке. В результате подтверждена практическая пригодность методики проектирования, предложенной в гл. 2, проверен ряд выводов и рекомендаций гл. 2 - 4, а также, что особенно важно, подтверждена адекватность компьютерного моделирования УМ, на использовании которого основаны результаты гл. 3 и 4.

Научная новизна диссертации состоит в следующем:

- разработана новая классификация ключевых УМ;

- предложены новые ключевые УМ класса DE с резистивной нагрузкой;

- проведен анализ работы всех четырех УМ классов FE и DE с единых позиций, и табулированы коэффициенты, характеризующие режим работы их выходной цепи;

- проведено сравнение УМ классов FE и DE по частотно-мощностным свойствам с ключевыми УМ других классов, определена частотно-мощностная область, в которой целесообразно их использование.

- определены закономерности изменения электрических и энергетических характеристик УМ классов FE и DE в диапазоне частот;

- предложен широкодиапазонный формирующий контур для УМ класса DE, дающий возможность работы в диапазоне частот с коэффициентом перекрытия до 1,8 при сохранении приемлемых энергетических показателей;

- определены закономерности изменения электрических и энергетических показателей УМ классов FE и DE при рассогласовании нагрузки по окружностям фиксированных значений КБВ, показано влияние величины недокрытия на нагрузочные характеристики;

- показано влияние величины недокрытия на линейность амплитудной и неравномерность фазоамплитудной модуляционной характеристики УМ классов FE и DE при стоковой - для коррекции фазоамплитудной характеристики УМ классов FE и DE предложено регулировать напряжение смещения на затворах транзисторов по специальному закону;

- обоснована целесообразность применения усилителей мощности классов FE и DE в СЧ DRM передатчиках, построенных по методу Кана.

Все указанные результаты получены автором лично, за исключением классификации ключевых УМ, которая разработана в сотрудничестве с проф. В. Б. Козыревым.

Основные положения, выносимые на защиту:

- для повышения энергетической эффективности транзисторных СЧ передатчиков стандарта DRM, построенных по методу Кана, целесообразно применять ключевые УМ классов FE и DE, сочетающие в себе преимущества усилителей классов F, D и класса E;

- за счет исключения коммутативных потерь, достигаемого посредством работы с недокрытиями и введения в выходную цепь формирующей индуктивности, усилители мощности классов FE и DE превосходят по КПД и по высокочастотности усилители соответственно классов F и D. По сравнению же с усилителями класса E они являются менее высокочастотными, но в полтора-два раза более мощными;

- усилители мощности класса FE значительно более широкодиапазонные, чем усилители класса E. Для расширения рабочего диапазона частот усилителя класса DE следует использовать предложенный широкодиапазонный формирующий контур;

- увеличение относительного недокрытия ведет в УМ классов FE и DE к улучшению нагрузочных характеристик, но одновременно к ухудшению модуляционных характеристик при стоковой АМ;

- динамическая регулировка напряжения смещения на затворах транзисторов по предложенному закону позволяет в исследуемых усилителях значительно снизить амплитуднофазовую конверсию при стоковой АМ;

- классифицировать ключевые УМ целесообразно по критерию идеализированных форм импульсов тока ключа и напряжения на ключе.

Практическая ценность диссертации заключается в том, что разработанные методика расчета и рекомендации по проектированию усилителей классов FE и DE могут использоваться при разработке высокоэффективных устройств усиления мощности диапазонов СЧ и ВЧ, в первую очередь оконечных каскадов радиовещательных и связных передатчиков сигналов с различными видами модуляции. Ряд основных результатов диссертации подтвержден экспериментально при испытаниях макета УМ класса FE.

Отдельные полученные в работе результаты использованы при разработке новой радиопередающей техники в МТУСИ, что подтверждено актом (стр. 203).

Основные результаты диссертации опубликованы в десяти работах [110 – 119], были представлены и обсуждались на конференциях [113, 115, 118, 120 – 125] и семинарах [126 – 128].

Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения и четырех приложений.

Ее объем составляет 203 с.

1. КЛЮЧЕВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ

1.1. Вводные замечания Электронный УМ преобразует энергию постоянного тока, потребляемую от источника питания, в энергию выходного колебания. Управление преобразованием осуществляется посредством входного (возбуждающего) колебания УМ. Используемые в УМ физические принципы преобразования энергии и соответствующие им ЭП различны для разных диапазонов частот. На частотах до СВЧ включительно широко применяют БТ и ПТ, а также электровакуумные приборы с электростатическим управлением электронным потоком (триоды, тетроды, пентоды). На частотах выше СВЧ переходят к принципиально иным способам преобразования энергии – к динамическому управлению электронным потоком в электровакуумных приборах (клистронах, лампах бегущей волны и пр.), к регенеративному усилению с применением лавинно-пролетных диодов, диодов Ганна и др. Далее рассматриваются только транзисторные УМ.

Можно выделить два основных способа преобразования энергии в УМ. При первом способе ЭП находятся попеременно в активном состоянии (нормальное активное состояние для БТ, состояние насыщения для ПТ)* и состоянии отсечки. Выходной ток ЭП слабо зависит от напряжения на его выходных электродах и определяется в первую очередь возбуждающим колебанием. В этом случае ЭП можно рассматривать как управляемый источник тока (УИТ). При втором способе ЭП работают в ключевом режиме, то есть находятся попеременно в открытом состоянии и в состоянии отсечки, и их можно рассматривать как ключи с малым остаточным сопротивлением. Перевод ЭП в ключевой режим достигается повышением величины возбуждающего колебания. Последнее определяет лишь моменты коммутации ЭП, которые наряду с параметрами выходной цепи УМ обусловливают форму и величину выходных тока и напряжения.

Главная идея перехода к ключевому режиму заключается в резком снижении мощности, рассеиваемой в ЭП, что позволяет существенно повысить КПД и надежность УМ, снизить его массу и габариты. Так как в любой момент времени мгновенное значение либо тока через ЭП, либо напряжения на выходе ЭП равно нулю, то КПД ключевого УМ теоретически может быть сколь угодно близок к 100%, тогда как, например, КПД УМ В литературе одним и тем же термином «насыщение» обозначают для ПТ состояние насыщения канала, соответствующее пологим участкам выходных вольт-амперных характеристик (ВАХ), а для БТ – состояние двусторонней инжекции, соответствующее крутым участкам выходных ВАХ [9]. Во избежание путаницы будем для обоих типов транзисторов первое состояние называть «активным», а второе – «открытым».

класса В принципиально не превосходит предела в 78,5 %. Помимо того, ключевой режим работы УМ дает возможность уменьшить зависимость его характеристик от разброса параметров ЭП и от температуры окружающей среды.

Известно много различных ключевых УМ. Задача их сравнительного обзора решается в § 1.2. Рассматриваются схемы и разновидности режимов усилителей, особенности их работы при рассогласовании нагрузки, конструктивные достоинства и недостатки. В результате выявляются (и предлагаются новые) УМ, наиболее подходящие для построения вещательного СЧ передатчика, и формулируются задачи их исследования, которое проводится в последующих главах.

Помимо этого, в § 1.3 рассматривается теоретический вопрос классификации ключевых УМ. Как известно, широко используется понятие класса работы УМ [10, 11, 16]. До изобретения транзисторов выделяли пять классов усилителей: А, AB, B, BC и C. В основе этого разделения лежала величина угла отсечки импульсов анодного тока лампы. Когда появление БТ, а затем ПТ открыло возможность эффективной реализации ключевых УМ, разработка технических решений в этой области естественно повлекла за собой введение обозначений новых классов, таких как D, E, F и др. Старый критерий угла отсечки здесь неприменим, так как различные в схемном и режимном отношении ключевые УМ работают с одними и теми же значениями угла отсечки. Поэтому классификация велась как по особенностям режима выходной цепи УМ, так и по ее схемотехническому построению, и во многом хаотично. К настоящему времени насчитывается уже более двух десятков разнообразных ключевых УМ, так что несовершенство их классификации приводит к терминологической путанице. Очевидна необходимость упорядочения классификации с учетом последних достижений в области ключевых УМ, что будет способствовать лучшему пониманию различных методов усиления и их мест в технике радиопередачи.

1.2. Схемы ключевых усилителей мощности 1.2.1. Общие замечания Прежде чем перейти к рассмотрению различных ключевых УМ, следует пояснить некоторые используемые в дальнейшем понятия.

Можно выделить наиболее общие схемы построения УМ – однотактную, двухтактную с последовательным питанием ЭП по постоянному току, двухтактные с параллельным питанием (рис. 1.1). В зависимости от эквивалентного импеданса нагрузки Zн() различают УМ с резистивной и с фильтровой (резонансной) нагрузкой [11]. В первом случае этот импеданс является постоянным и резистивным на всех гармониках рабочей частоты.

Во втором случае он частотно-зависим, что достигается введением частотноизбирательных цепей, схематически показанных на рис. 1.1 как выходной фильтр. Заметим, что выделение первой гармоники из спектра негармонического выходного колебания ЭП не обязательно предполагает использование фильтровой нагрузки в указанном смысле. Для этого может применяться и резистивная нагрузка в виде диплексера (см. ниже).

Рис. 1.1. Общие схемы построения УМ: однотактная (а), двухтактная с последовательным питанием транзисторов (б), двухтактные с параллельным питанием (в, г) Непосредственно на выходе ЭП может еще включаться частотно-зависимый ФК, назначением которого является коррекция шунтирующего действия паразитных реактивностей выходной цепи ЭП (в первую очередь – выходной емкости). В определенных случаях ФК как самостоятельная физическая цепь может отсутствовать, реализуясь в прочих элементах схемы. Например, в схеме на рис. 1.1,а емкость ФК, представляемого в виде Гзвена, может определяться исключительно выходной емкостью транзистора, а индуктивность ФК – «создаваться» за счет соответствующей расстройки выходного фильтра. Тем не менее и в таких случаях в целях классификации, а также при анализе работы УМ удобно оперировать понятием ФК.

1.2.2. УМ класса D с резистивной нагрузкой Ключевые УМ класса D с резистивной нагрузкой [11, 13] выполняются по однотактной схеме (рис. 1.2,а) и по двум двухтактным схемам: с переключением напряжения (рис. 1.2,б) и с переключением тока (рис. 1.2,в). В УМ по схеме рис. 1.2,б напряжение ИП попеременно прикладывается то к одному, то к другому ЭП – отсюда термин «переключение напряжения» (ПН). В УМ по схеме рис. 1.2,в между двумя ЭП коммутируется ток ИП – отсюда термин «переключение тока» (ПТ).

Когда необходимо получить в нагрузке гармонический ток, рассматриваемые УМ нагружают на диплексер – «вилку фильтров» ФНЧ и ФВЧ (или ПФ и РФ) [13], входной импеданс которой в идеальном случае постоянный и резистивный на всех гармониках рабочей частоты. Мощность первой гармоники поступает в нагрузку ФНЧ (или ПФ), а мощность высших гармоник рассеивается в дополнительном сопротивлении на выходе ФВЧ (или РФ). Энергию, выделяющуюся в этом сопротивлении, можно рекуперировать [20].

При относительной длительности открытого состояния транзистора tотк отк = эпюры тока ключа i и напряжения на ключе e во всех трех схемах имеют одинаковый, прямоугольный, вид, как показано на рис. 1.2 *. Следовательно, в этом случае совпадают и энергетические характеристики всех схем.

Электронный КПД выходной цепи [13] равен э = 1/(1 + 2rотк/Rэк), где Rэк – эквивалентное сопротивление нагрузки для каждого из транзисторов: Rэк = Rн в однотактной схеме, Rэк = 2Rн в схеме ПН, Rэк = Rн/2 в схеме ПТ. КПД по первой гармонике [13] 1 = (8/2)э 0,81э.

Поскольку пик-факторы напряжения на ключе и тока ключа низки (ПЕ = ПI = 2), то УМ класса D имеют наиболее высокий коэффициент использования ЭП по мощности среЗдесь и далее временные зависимости даны в функции безразмерного времени = t. При их построении считается, что остаточное сопротивление открытого транзистора rотк равняется нулю.

ди всех УМ: = Р*н/(Еси максIс макс) = 0,25. Здесь Р*н – мощность в нагрузке в расчете на один транзистор, Еси и Iс – максимальные (пиковые) значения напряжения стокмакс макс исток и тока стока. Если вместо Р*н подставить мощность первой гармоники Р*1, то получим коэффициент использования по первой гармонике 1 = *1 = 0,203 – также самый высокий среди всех УМ.

Рис. 1.2. Схемы УМ класса D с резистивной нагрузкой: однотактная (а), двухтактная ПН (б), двухтактная ПТ (в), мостовая (г). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе При недокрытиях (отк < ) и перекрытиях (отк > ) работа рассматриваемых схем существенно различается [13]. Однотактная схема может работать как с недокрытиями, так и с перекрытиями. Двухтактная схема ПН не допускает работы с перекрытиями, поскольку при этом ИП замыкается через малое сопротивление последовательно включенных открытых транзисторов, и возникает значительный сквозной ток. В результате рассеиваемая в транзисторах мощность может резко возрасти, а КПД – упасть. В схеме ПТ, наоборот, недопустима работа с недокрытиями, поскольку когда оба транзистора закрыты, токи блокировочных дросселей текут через выходные емкости транзисторов, вызывая перенапряжения на их выходных электродах, и возможен пробой. Можно осуществить мостовое сложение мощностей двух однотактных УМ типа рис. 1.2,а, получив двухтактную схему (рис. 1.2,г), в которой допустимы недокрытия и перекрытия. Токи двух УМ суммируются в основной нагрузке Rн и вычитаются в балластном сопротивлении Rб.

В однотактной схеме максимальные значения 1 = 0,81 (считаем э =1) и = 0, достигаются при отк =. В двухтактных схемах ПН и ПТ отклонение отк от позволяет повысить КПД по первой гармонике. Уменьшение отк до 135° в схеме ПН или увеличение до 225° в схеме ПТ приводит к повышению 1 с 0,81 до 0,92. Однако при этом падают коэффициенты использования – с 0,25 до 0,188 [13], а 1 соответственно с 0,203 до 0,173.

Рассмотрим достоинства и недостатки схем. Однотактный УМ по схеме рис. 1.2,а предельно прост, однако при отк в спектре тока в нагрузке появляются четные гармоники. Так, при отклонении всего на (5…10)° относительный уровень второй гармоники составляет уже -(10…15) дБ [13]. В двухтактных УМ за счет симметрии схемы четные гармоники в нагрузке теоретически отсутствуют; практически уровень второй гармоники не выше -(15...20) дБ. (В мостовой схеме рис. 1.2,г мощность четных гармоник, появляющаяся при отк, рассеивается в сопротивлении Rб).

Преимуществом усилителя ПН по схеме рис. 1.2,б является бестрансформаторное построение выходной цепи. Недостаток состоит в том, что исток «верхнего» транзистора не соединен с корпусом, что ведет к усложнению реализации цепи возбуждения этого транзистора. Данный недостаток исключается при выполнении УМ на транзисторах разного типа проводимости. Возможна также реализация такого УМ по схемам с параллельным питанием, как на рис. 1.1,в, г. Однако в подобных схемах на частотах выше СЧ паразитные индуктивности трансформаторов Т и Т1, обеспечивающих по выходу транзисторов короткое замыкание на четных гармониках, приводят к появлению перенапряжений на транзисторах, что ухудшает характеристики УМ и может повлечь пробой транзисторов [21]. Схема ПТ характеризуется простотой возбуждения, но требует использования в выходной цепи широкополосного симметрирующего трансформатора, а также блокировочных дросселей, формирующих токи ключей. Достоинство двухтактной мостовой схемы, как указано выше, в том, что она позволяет работать при любых значениях отк. При этом, однако, требуется использование широкополосных трансформаторов.

При рассогласовании нагрузки до заданного КБВн схема ПТ имеет наименьшую неравномерность мощности первой гармоники в нагрузке P1, а также в ней меньше всего могут возрасти потери в транзисторах Pс рас [13]. При этом, однако, заметно увеличиваются пиковые ток Iс и напряжение Еси на транзисторе. Меньше всего пиковый ток транзистора возрастает в однотактной схеме. В схеме ПН при рассогласовании нагрузки пиковое напряжение на транзисторе вообще не повышается, но по всем другим параметрам эта схема хуже.

Основным недостатком всех УМ класса D с резистивной нагрузкой является низкий КПД по первой гармонике, и это существенно ограничивает практическое применение таких УМ в оконечных каскадах передатчиков. Кроме того, рассматриваемым УМ присущи КП, обусловленные влиянием выходных емкостей транзисторов (более подробно о потерях мощности в ключевых УМ см. прил. 1).

1.2.3. УМ класса D с фильтровой нагрузкой В отличие от усилителей класса D с резистивной нагрузкой, рассматриваемые двухтактные УМ преобразуют потребляемую мощность в мощность первой гармоники в нагрузке без потерь мощности высших гармоник в дополнительном сопротивлении; КПД по первой гармонике равен электронному КПД и может быть близок к единице.

УМ класса D с фильтровой нагрузкой строятся по двум дуальным схемам: с переключением напряжения и фильтром (ПНФ, рис. 1.3,а) и с переключением тока и фильтром (ПТФ, рис. 1.3,б). Показан простейший вариант, когда фильтром является в первом случае последовательный, а во втором – параллельный колебательный контур. В общем случае схема ПНФ нагружается на ПФ или ФНЧ, начинающийся с последовательной индуктивности, а схема ПТФ – на фильтр, начинающийся с параллельной емкости [11].

Основным режимом работы УМ ПНФ и ПТФ класса D является симметричный (отк = ). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе в двух схемах для этого случая показаны на рис. 1.3. При этом КПД выходной цепи в схеме ПНФ э = 1 = 1/(1 + 2rотк/Rэк), а в схеме ПТФ = 1/(1 + 2rотк/4Rэк) [13]. В схеме ПНФ пик-фактор напряжения на ключе ПЕ = 2, тока ключа ПI = ; в схеме ПТФ, наоборот, ПЕ =, ПЕ = 2. Соответственно коэффициент использования транзисторов по мощности в обеих схемах = 1 = 0,159.

По аналогии с усилителями класса D с резистивной нагрузкой (п. 1.2.2), в схеме ПНФ неприемлем режим с перекрытиями, а в схеме ПТФ – с недокрытиями. Укажем особенности их работы при отклонении от симметричного режима в допустимую сторону. В схеме рис. 1.3,а при отк < требуется создать цепь для протекания контурного тока на интервалах недокрытия, когда оба транзистора одновременно закрыты. Если в усилителе используются БТ, то для этого может потребоваться обратное включение дополнительных диодов параллельно выходу транзисторов (рис. 1.4,а) [11, 13]. При построении УМ на мощных МДПТ необходимость в этом отпадает, поскольку они сами содержат внутренний паразитный обратно включенный диод (см. ниже § 2.2). В такой схеме по мере увеличения недокрытия возрастает ПI и ухудшается использование транзисторов по мощности;

КПД не изменяется (если потери в диодах пренебрежимо малы) [13].

Рис. 1.3. Схемы УМ класса D c фильтровой нагрузкой: ПНФ (а) и ПТФ (б). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе Рис. 1.4. Включение дополнительных диодов в УМ ПНФ (а) и ПТФ (б) класса D В схеме рис. 1.3,б при отк > на интервалах перекрытия, когда два транзистора одновременно открыты, контур шунтируется их малым остаточным сопротивлением. При этом через них протекают токи блокировочных дросселей и контурный ток. В результате потери в транзисторах возрастают, и при больших перекрытиях они могут даже выйти из строя. Для исключения этих эффектов применяют прямое включение дополнительных диодов последовательно со стоковыми (коллекторными) выводами (рис. 1.4,б) [11, 13]. По мере увеличения перекрытия в подобной схеме растет пик-фактор напряжения, снижается коэффициент использования и КПД (даже при отсутствии потерь в диодах) [13].

Приведенные рассуждения не учитывают влияние выходных емкостей транзисторов на режим и характеристики рассматриваемых усилителей, которое в двух схемах сказывается по-разному. В схеме ПНФ включение транзисторов происходит при напряжениях на них, равных напряжению питания, и выходные емкости обусловливают КП, величину которых можно примерно оценить по формуле (П.1.1). Важно заметить, что при отк < в схеме с диодами КП будут еще больше, так как при этом дополнительно появляются процессы перезаряда выходных емкостей через диоды в моменты открывания последних.

Коммутативные потери пропорциональны рабочей частоте и ограничивают область применения УМ ПНФ класса D на современных транзисторах диапазонами до ВЧ.

В схеме ПТФ при отк = включение транзисторов происходит при нулевом напряжении на них (рис. 1.3,б), и КП нет. Поэтому такой усилитель может работать с высокой эффективностью на гораздо более высоких частотах, чем УМ ПНФ. (Например, в [23] сообщается о его экспериментальной реализации на частоте 900 МГц с использованием арсенид-галлиевых МЕП-транзисторов. При напряжении питания 3 В и выходной мощности 290 мВт КПД выходной цепи составляет 80%). Однако выходные емкости приводят к изменению формы импульсов тока стока (коллектора): на этапах, когда транзистор открыт, к меандру добавляется синусоидальная составляющая, вследствие чего увеличивается пик-фактор тока [24]. Если используется схема с диодами, то включение транзисторов происходит уже не при нулевом напряжении на выходных электродах, и в усилителе возникают КП, пропорциональные частоте, которые к тому же превышают КП в УМ ПНФ (без внешних диодов).

Усилители класса D с фильтровой нагрузкой значительно более чувствительны к рассогласованию нагрузки, чем соответствующие УМ с резистивной нагрузкой. В усилителе ПНФ при рассогласовании появляются этапы, на которых ток транзисторов должен принимать отрицательные значения [13]. Если рассогласование имеет емкостной характер, то этап протекания отрицательного тока наступает в конце периода открытого состояния транзистора. В БТ из-за необходимости рассасывания заряда, накопленного в области базы, ток не может после положительного сразу принять отрицательное значение. Поэтому для пропускания отрицательного тока нужно включать внешние диоды, как при работе с недокрытиями. МДП-транзисторы сами содержат внутренний обратный диод, через который будет проходить отрицательный ток стока. Однако в конце этапа протекания отрицательного тока транзистор должен выключиться, то есть напряжение на нем должно скачкообразно увеличиться. В результате при восстановлении p-n перехода [9] может быть превышена максимально допустимая скорость нарастания обратного напряжения на нем, и МДПТ выйдет из строя.

В усилителе ПТФ рассогласование нагрузки приводит к появлению на интервалах закрытого состояния транзистора таких этапов, когда напряжение на нем должно быть отрицательным [13]. Биполярный транзистор на этом интервале переходит в инверсное состояние, а в МДПТ открывается обратный диод. В обоих случаях происходит шунтирование контура, и для устранения этого эффекта в ветвях стоков (коллекторов) включают диоды, как при работе с перекрытиями. При этом, как указано выше, возникают КП.

Даже без учета процессов, связанных с выходными емкостями и внутренними диодами МДПТ, УМ класса D с фильтровой нагрузкой при рассогласовании до КБВн менее 0,7 теоретически имеют худшую энергетическую эффективность, чем усилители с резистивной нагрузкой. Практически при КБВн < 0,7 КПД этих УМ может быть даже меньше, чем КПД по первой гармонике усилителей с резистивной нагрузкой [13].

Достоинства и недостатки УМ класса D с фильтровой нагрузкой, связанные с особенностями их конструктивного исполнения, такие же, как и у аналогичных им УМ класса D с резистивной нагрузкой – ПН и ПТ (см. п. 1.2.2).

1.2.4. Ключевые УМ классов F и Fинв Ключевые УМ классов F и Fинв – это однотактные УМ, в которых реализованы такие же формы выходных колебаний, как в двухтактных УМ ПНФ и ПТФ класса D (см.

рис. 1.3). Их следует отличать от полигармонических УМ классов F и Fинв, близких им по идее частотной настройки выходной цепи, но ЭП в которых работают не как ключи, а как УИТ [16, 17, 27]. Для получения форм колебаний, показанных на рис. 1.3, в однотактных схемах необходима специальная настройка выходной цепи, создаваемая посредством введения в нее либо четвертьволновых отрезков длинных линий [11], либо дополнительных резонансных цепей (последние могут реализовываться в выходном фильтре передатчика [26]). Так как в меандрах напряжения нет четных гармоник рабочей частоты, а в косинусоидальных импульсах тока с углом отсечки 90° – высших нечетных, то в ключевом УМ класса F по выходу транзистора должны обеспечиваться короткое замыкание (КЗ) на четных и холостой ход (ХХ) на высших нечетных гармониках. Одна из возможных схем осуществления такой настройки показана на рис. 1.5,а. Фильтр обеспечивает ХХ по всем высшим гармоникам, но четные гармоники закорачиваются короткозамкнутым отрезком линии.

В однотактном УМ класса Fинв, исходя из эпюр рис. 1.3,б, требуется обеспечить по выходу транзистора КЗ на высших нечетных и ХХ на четных гармониках. Пример реализации такой настройки дан на рис. 1.5,б. Дополнительный LдСд-контур настроен на рабочую частоту. С его помощью на этой частоте создается КЗ по выходу отрезка линии, последний тогда эквивалентен разрыву цепи, и первая гармоника тока поступает в нагрузку.

На высших нечетных гармониках четвертьволновый отрезок создает эквивалентное КЗ, так как его выход оказывается разомкнутым.

Рис. 1.5. Примеры схем ключевых УМ класса F (а) и класса Fинв (б) Охарактеризованные выше особенности работы двухтактных УМ класса D с фильтровой нагрузкой свойственны и их однотактным аналогам классов F и Fинв. Нужно лишь отметить, что КП в УМ класса F будут вдвое меньше, чем в УМ ПНФ класса D, так как связаны только с разрядом (но не с зарядом) выходной емкости.

Достоинство рассмотренных однотактных УМ в том, что они (особенно усилитель класса Fинв) позволяют получить достаточно высокий КПД по первой гармонике при простоте реализации входной цепи и бестрансформаторном построении выходной. Их главный недостаток – узкодиапазонность, а также то, что на частотах ниже ОВЧ геометрическая длина отрезков линий становится неприемлемо большой для практического исполнения.

Усилители класса Е позволили решить проблему КП, обусловленных в первую очередь влиянием выходной емкости транзисторов (см. прил. 1). Схема и режим выходной цепи УМ класса Е выбираются так, чтобы в момент включения транзистора напряжение на выходной емкости и производная напряжения (или, что то же самое, ток емкости) были равны нулю. Первое условие означает, что равняется нулю энергия в выходной емкости, и КП отсутствуют. Переключение при нулевом напряжении способствует также снижению потерь из-за работы транзистора в активной области (см. прил. 1).

Второе условие не является необходимым для исключения КП, и, как показано в [30] для простой модели транзистора в виде ключа, теоретически не соответствует максимальному КПД, который можно получить при заданном транзисторе. Однако невыполнение этого условия означает появление в работе транзистора этапов, когда напряжение на нем должно быть отрицательным, или же этапов протекания через него отрицательного тока [31]. При этом энергетические характеристики реального УМ ухудшаются, и, кроме того, для обеспечения таких режимов может потребоваться включение в выходную цепь дополнительного диода [31]. Наконец, как утверждается в [16, 34], переключение при нулевом токе дает возможность минимизировать потери мощности при усилении колебания, модулированного по частоте или фазе, а также влияние разброса параметров элементов схемы на режим выходной цепи. Указанный режим назовем «переключением при нулевых напряжении и токе» (ПННТ).

Различные схемы однотактных УМ класса Е с резистивной нагрузкой и с фильтровой нагрузкой, представленной здесь простейшими резонансными контурами, [11, 13, 36] показаны на рис. 1.6. В выходную цепь вводится ФК, Г-образный (рис. 1.6,а, в, д) или параллельный (рис. 1.6,б, г). (Усилители класса Е можно строить и по двухтактным схемам, вводя ФК в состав обоих плеч [11]). Емкость ФК включает в себя выходную емкость транзистора. На интервале времени, когда транзистор закрыт, режим цепи определяется переходным процессом в ФК. Значения элементов ФК выбираются так, чтобы в момент включения транзистора выполнялись условия ПННТ. Поэтому УМ класса Е по своему существу узкодиапазонны – при смене рабочей частоты для сохранения режима ПННТ требуется изменять параметры ФК. Практически высокие энергетические показатели УМ с неперестраиваемым ФК сохраняются при коэффициенте перекрытия по частоте не более 1,2…1, [11].

Формы напряжения на ключе во всех УМ на рис. 1.6 примерно сходны, а формы тока ключа различаются, имея вид отрезков экспоненты, треугольных импульсов, отрезков синусоиды и (в двух последних схемах) отрезков синусоиды с дополнительной линейной составляющей. Для всех УМ класса Е характерен высокий пик-фактор одновременно по току и по напряжению и, как следствие, низкое использование транзисторов по мощности, 0,1. Величнны ПЕ, ПI, в различных УМ класса Е, определенные по данным [37], сведены в табл. 1.1.

Усилители класса Е могут работать при различных значениях отк, но обычно выбирают отк = [11]. При бльших величинах отк возрастает ПЕ, поэтому при полном использовании транзистора по напряжению приходится снижать питающее напряжение и, следовательно, мощность УМ. При меньших отк увеличивается ПI, что ведет к росту рассеиваемой в транзисторах мощности, а также при ограничении на максимально допустимый ток стока аналогично ведет к снижению мощности УМ. Что касается коэффициента использования по мощности, то, как следует из [37], в диапазоне отк = 180 ± 50° он меняется незначительно.

Рис. 1.6. Схемы однотактных УМ класса Е: с резистивной нагрузкой (а, б), с последовательным фильтрующим контуром (в, г), с параллельным фильтрующим контуром (д). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе С увеличением рабочей частоты для поддержания режима ПННТ при неизменных напряжении питания и мощности в нагрузке (или сопротивлении нагрузки) приходится уменьшать величины элементов ФК. На некоторой частоте, которую называют «максимальной рабочей частотой» УМ класса Е, дальнейшее уменьшение емкости ФК становится невозможным, так как она уже определяется одной только выходной емкостью транзистора. Понятие максимальной рабочей частоты позволяет оценить относительные частотные свойства различных УМ класса Е. Такое сравнение при отк = 180° по данным [37] проведено в табл. 1.1 (максимальные частоты нормированы относительно максимальной частоты УМ с Г-образным ФК и последовательным фильтрующим контуром).

Пик-факторы тока и напряжения, коэффициенты использования транзисторов и максимальная рабочая частота усилителей класса Е при отк = Последовательный фильтрующий контур О характеристиках работы усилителей класса Е при рассогласовании нагрузки можно судить по данным [11, 13] для УМ с Г-образным ФК и последовательным фильтрующим контуром. Здесь неравномерность потребляемой, рассеиваемой мощностей и мощности в нагрузке не выше, чем в усилителях класса D. Однако рассогласование нагрузки приводит к значительному росту пиковых значений одновременно тока ключа и напряжения на ключе. По этому показателю УМ класса Е уступают всем УМ, рассмотренным выше (лишь в УМ ПНФ класса D при рассогласовании наблюдается больший, чем в классе Е, рост пикового тока ключа, но при этом не растет пиковое напряжение). Если учесть, что и при согласованной нагрузке пик-факторы тока и напряжения в УМ класса Е весьма велики, то это в конечном счете приводит к необходимости существенного недоиспользования транзисторов по току и напряжению.

Усилителям класса Е с резистивной нагрузкой присущ тот же недостаток, что и соответствующим УМ класса D: наличие высших гармоник в нагрузке. Так, в УМ с Гобразным ФК при отк = уровень высших гармоник составляет 7% [28], в УМ с параллельным ФК он еще выше [11]. Для использования этих УМ в оконечных каскадах передатчиков можно применять нагрузку в виде вилки фильтров; однако повышенный пикфактор тока и низкий коэффициент использования транзисторов делают такое решение нецелесообразным.

Однотактные УМ класса Е с фильтровой нагрузкой благодаря устранению КП и простоте построения позволяют реализовывать высокоэффективное усиление до частот порядка 10 ГГц [33]. Наиболее высокочастотным из них является усилитель с Г-образным ФК и параллельным фильтрующим контуром (табл. 1.1). В отсутствие КП с повышением частоты становятся значительными потери мощности, связанные с этапами работы транзистора в активном состоянии (см. прил. 1). Для их снижения предложена модификация однотактного усилителя класса Е с Г-образным ФК и фильтровой нагрузкой, где посредством введения в выходную цепь вспомогательной активной схемы, работающей на второй или третьей гармонике, устраняется скачок тока ключа в момент перехода транзистора в закрытое состояние [38]. Авторы этого УМ называют его усилителем класса ЕМ (от английского microwave – СВЧ) или «бигармоническим УМ класса Е».

Возможность получения высокого КПД при наличии большой выходной емкости транзистора наряду с простотой построения однотактной схемы позволяют выполнять в классе Е высокоэффективные УМ диапазонов СЧ и ВЧ достаточно высокой мощности.

(Так, в [32] описывается УМ класса Е диапазона для промышленных приложений. При мощности 400 Вт КПД выходной цепи на частоте 13,56 МГц равен 86%). Важно, что в таких усилителях можно использовать дешевые низкочастотные импульсные транзисторы, применение которых, например, в усилителе класса D из-за высоких КП (чем мощнее транзистор, тем больше его выходная емкость) ограничено частотами 1...2 МГц. Иными словами, исключение КП в классе Е позволяет при той же выходной мощности получить более высокий КПД, чем в классе D, либо повысить мощность усилителя при том же КПД.

1.2.6. УМ с формами колебаний, обратными классу Е В [39] описан УМ по схеме рис. 1.7, в котором формы тока ключа и напряжения на ключе дуальны формам в УМ класса Е с фильтровой нагрузкой и параллельным ФК.

Смысл такого режима в том, что он позволяет минимизировать потери, связанные с нахождением транзистора в активном состоянии, так как к моменту выключения транзистора ток через него уже равняется нулю. Этот усилитель принципиально низкочастотен, поскольку включение транзисторов происходит не при нулевом напряжении на них, и возникают КП. Автор данного УМ отнес его к классу Е, хотя принцип и режим работы здесь совершенно отличны от усилителей класса Е, рассмотренных выше.

Рис. 1.7. УМ с формами колебаний, обратными классу Е. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе 1.2.7. УМ класса DE с фильтровой нагрузкой К усилителям класса DE с фильтровой нагрузкой относят двухтактные усилители ПНФ и ПТФ, которые являются развитием соответствующих УМ класса D.

Идея усилителя ПНФ класса DE [40 – 65, 110, 111], известная еще с 1975 г., заключается в том, чтобы реализовать режим ПННТ в двухтактном УМ ПНФ класса D. Достоинства последнего (возможность достижения высокого КПД по первой гармонике при хорошем использовании транзистора по мощности, дополнительное подавление четных гармоник в нагрузке за счет двухтактного построения, бестрансформаторная конструкция выходной цепи) обусловили поиск решений по исключению в нем КП, которые с ростом частоты приводят к значительному снижению КПД.

Для устранения КП транзисторы работают с недокрытиями, за время которых происходит перезаряд выходных емкостей, а в выходную цепь последовательно с фильтровой нагрузкой вводится дополнительная индуктивность (рис. 1.8,а). Вместе с суммарной выходной емкостью двух транзисторов С = Свых1 + Свых2 она образует Г-образный ФК, переходный процесс в котором определяет форму напряжения на транзисторах на этапах недокрытия, как в классе Е. На интервалах, когда один из транзисторов открыт (ключ замкнут), напряжение на нем равно нулю, а на втором транзисторе – равно напряжению питания (см. эпюры на рис. 1.8,а и рис. 2.6,а). Таким образом, как по схемотехническому построению, так и по особенностям режима работы усилитель ПНФ класса DE занимает промежуточное положение между двухтактным УМ ПНФ класса D и УМ класса Е с фильтровой нагрузкой.

Длительность интервала открытого состояния транзисторов отк < выбирается так, чтобы емкость ФК определялась только внутренними емкостями транзисторов. В отличие от УМ класса Е, пик-фактор напряжения на ключе ПЕ = 2 не зависит от отк, а коэффициент использования транзисторов при уменьшении отк монотонно падает вследствие роста пик-фактора тока ключа. Поэтому нет какого-то определенного значения отк, при котором достигалось бы оптимальное сочетание величин ПЕ, ПI и, как в классе Е. Соответственно, нет прямой необходимости включать дополнительную внешнюю емкость ФК.

Рис. 1.8. Схемы УМ ПНФ класса DЕ: с Г-образным (а) и с параллельным (б) ФК. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе По аналогии с УМ класса Е, возможно построение усилителя ПНФ класса DE и по схеме с параллельным ФК, то есть при включении дополнительной индуктивности параллельно фильтровой нагрузке (рис. 1.8,б). Эта схема предложена В. Н. Громорушкиным (МТУСИ). В отличие от усилителя с Г-образным ФК, анализ УМ с параллельным ФК в литературе отсутствует, и он практически неизвестен.

Усилители ПНФ класса DE имеют лучший КПД, чем УМ ПНФ класса D, и более высокий коэффициент использования транзисторов, чем УМ класса Е, и поэтому хорошо подходят для различных применений в диапазонах СЧ и ВЧ. Усилитель с Г-образным ФК используется в первую очередь в качестве инвертора в преобразователях постоянного напряжения. Этому приложению посвящена и бльшая часть работ по классу DE. Выпускаются генераторы диапазона 13,56 МГц мощностью в сотни Вт для управления плазмой, оконечный каскад которых работает в классе DE [95]. Имеются работы, исследующие использование УМ ПНФ класса DE в качестве высокоэффективных умножителей частоты, например [53]. Однако публикаций, посвященных использованию этих УМ в трактах усиления мощности радиопередатчиков, почти нет: можно указать лишь статьи [51, 56].

Усилитель ПТФ класса DE [66], показанный на рис. 1.9, является развитием УМ ПТФ класса D. В отличие от последнего, здесь последовательно со стоками транзисторов включены дополнительные индуктивности. В сочетании с работой транзисторов с перекрытием это позволяет получить импульсы токов ключей без скачков (рис. 1.9) и таким образом обойти трудности формирования прямоугольного тока ключа в УМ ПТФ класса D по схемам рис. 1.3,б, рис. 1.4,б (критичность настройки симметричного режима, необходимость включения дополнительных диодов для обеспечения работы с перекрытиями).

При этом, как видно из рис. 1.9, включение транзисторов происходит не при нулевом напряжении на них, и возникают КП; то есть данный УМ является низкочастотным.

Рис. 1.9. Схема УМ ПТФ класса DE. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе Рассмотренный УМ так же относится к УМ ПНФ класса DE, как УМ ПТФ класса D относится к УМ ПНФ класса D. Формы тока и напряжения здесь дуальны формам в схеме на рис. 1.8,а. Поэтому авторы этого УМ [66] причислили его тоже к классу DE, хотя сущность усилителей ПТФ класса DE и ПНФ класса DE, как мы видели, различна.

1.2.8. УМ класса DE с резистивной нагрузкой Как показано в п. 1.2.7, усилители ПНФ класса DE представляют собой реализацию режима ПННТ в УМ ПНФ класса D. Предлагается реализовать режим ПННТ также и в усилителях ПН класса D, то есть с резистивной нагрузкой. Для этого, как и при фильтровой нагрузке, транзисторы работают с недокрытиями, а в выходную цепь добавляется дополнительная индуктивность, последовательно (рис. 1.10,а) или параллельно (рис. 1.10,б) нагрузке.

Важная особенность подобных УМ заключается в следующем. На рабочей частоте, стремящейся к нулю (или при равенстве нулю выходных емкостей транзисторов), при отк = и отсутствии индуктивности ФК они эквивалентны усилителям ПН класса D, и их КПД по первой гармонике равен 81%. По мере увеличения рабочей частоты для исключения КП вводятся недокрытия и индуктивность ФК. При этом режим работы выходной цепи оказывается таким, что относительная мощность высших гармоник в нагрузке падает, а 1 – растет. Правомерно предположить, что при практических величинах недокрытия уровень высших гармоник в нагрузке УМ класса DE окажется существенно ниже, чем в аналогичных УМ класса D, и, таким образом, основной недостаток ключевых усилителей с резистивной нагрузкой окажется в значительной степени устраненным. Благодаря исключению КП электронный КПД усилителей также будет высок. При этом можно ожидать сохранения преимуществ над УМ ПНФ класса D и над УМ класса Е, а именно более высокого использования транзисторов по мощности и лучших характеристик работы при рассогласовании нагрузки.

Рис. 1.10. Схемы УМ класса DЕ с резистивной нагрузкой: с Г-образным (а) и с параллельным (б) ФК. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе Кроме того, в силу одновременно высокого и отсутствия КП эти УМ могут оказаться наилучшими для тех приложений, где не требуется строго гармонической формы тока в нагрузке, а именно в технике преобразования напряжений, индукционного нагрева, в генераторах для управления плазмой и т. п.

Отметим, что усилитель класса DE с резистивной нагрузкой можно трактовать как усилитель с фильтровой нагрузкой, в котором нагруженная добротность Qн фильтрующего контура равна нулю. Имеются статьи [57, 64], в которых изучается работа УМ ПНФ класса DE с Г-образным ФК при произвольных, в том числе при стремящемся к нулю, значениях Qн. Для случая низкой добротности контура в [57] отмечено снижение уровня высших гармоник в нагрузке с увеличением относительной длительности недокрытий. В [64] отмечается эффект повышения коэффициента использования транзисторов при значениях Qн < 5. Однако авторы этих работ не предлагают схемы УМ класса DE с резистивной нагрузкой в качестве самостоятельного технического решения, имеющего специальное значение (в том числе для радиопередающих устройств), принципиально оставаясь в рамках схемы с фильтровой нагрузкой. В [57] лишь сделано заключение о том, что усилители с низкими значениями Qн представляют особенный интерес для приложений, в которых не важен гармонический состав тока в нагрузке (преобразователи напряжения и т. д.).

В [64] говорится только, что для повышения степени использования транзисторов УМ ПНФ класса DE следует разрабатывать с низкой Qн и малыми недокрытиями.

1.2.9. УМ класса EF Идея УМ класса EF [67, 68] состоит в том, чтобы соединить преимущества УМ класса Е и ключевых УМ класса Fинв. Усилитель класса Е характеризуется простотой построения и отсутствием КП. Однако транзистор плохо используется как по напряжению, так и по току, а также существует частотное ограничение, связанное с величиной выходной емкости транзистора (см. п. 1.2.5). В УМ класса Fинв пик-фактор тока ключа минимален, пик-фактор напряжения на ключе ниже, чем в классе Е. Но такой УМ может быть сложен в построении, так как требует введения в выходную цепь отрезка длинной линии (см. п. 1.2.4) или нескольких фильтров, позволяющих получить по выходу транзистора необходимые импедансы хотя бы на ближайших высших гармониках. Кроме того, созданию ХХ на высших гармониках препятствует выходная емкость транзистора.

УМ класса EF предполагает частотную настройку выходной цепи, промежуточную между классами Fинв и Е. Посредством введения дополнительных резонансных цепей на некотором числе высших гармоник обеспечивается настройка, как в классе Fинв (т. е. КЗ на нечетных, ХХ на четных), а на прочих высших гармониках эквивалентный импеданс выходной цепи, приведенный к выходу транзистора, – емкостной, как в классе Е. В обозначение УМ класса EF включают индекс, показывающий, на каких гармониках обеспечиваются условия класса Fинв. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе в различных вариантах УМ класса EF показаны на рис. 1.11 [68]. При малом числе гармоник настройки эпюры приближаются к виду класса Е (ср. рис. 1.6), а при увеличении их числа – к виду класса Fинв (ср. рис. 1.3). Включение транзистора, как и в классе Е, происходит при нулевом напряжении на нем, то есть КП нет. Выходная емкость транзистора учитывается при построении выходной цепи, и в отличие от класса Fинв не оказывает отрицательного влияния.

УМ класса EF можно строить по двухтактной схеме с параллельным питанием, обеспечивая с помощью параллельного фильтрующего контура КЗ по всем высшим нечетным гармоникам (класс EFx, неч, где «x» – одно или несколько четных чисел) [68]. В отсутствие дополнительной настройки выходной цепи на ХХ по четным гармоникам cхема и режим работы такого УМ (класс EFнеч) эквивалентны УМ ПТФ класса D (см. п. 1.2.3). Наличие выходной емкости, как указано ранее, приводит там к появлению в токе ключа дополнительной синусоидальной составляющей и, как следствие, возрастанию потерь в транзисторе (среднеквадратическое значение тока ключа тем выше, чем больше емкость).

Посредством обеспечения условий класса Fинв на одной или нескольких четных гармониках можно в значительной степени компенсировать этот эффект.

Рис. 1.11. Эпюры тока ключа и напряжения на ключе в различных УМ класса EF [68] К преимуществам УМ класса EF следует отнести: отсутствие КП; бльшее, чем в классе Е, допустимое значение выходной емкости транзистора; лучшее, чем в классе Е, использование транзистора по напряжению и меньший среднеквадратический ток ключа.

Однако при этом, как видно из рис. 1.11, может увеличиться пиковое значение тока. Другими недостатками являются бльшая, чем в классе Е, сложность схемы, добавочные потери мощности в дополнительных резонансных цепях и по-прежнему достаточно высокий (более трех) пик-фактор напряжения на ключе.

В качестве примера практической реализации приведем опытный УМ класса ЕF2,неч с выходной мощностью 1,1 кВт и КПД стоковой цепи 87 % на частоте 7 МГц [67].

1.3. Новая классификация ключевых усилителей мощности * Разнообразие технических решений в области ключевых УМ привело к тому, что их классификация приняла в настоящее время уже весьма запутанный вид. Неудивительно поэтому, что порой даже специалисты плохо в ней ориентируются. Например, в [10] класс D определяется как такой класс, в котором протекающий через ЭП ток имеет вид послеКлассификация разработана совместно с В. Б. Козыревым довательности прямоугольных импульсов; хотя это не всегда так: в усилителе ПНФ класса D ток имеет вид полусинусоиды (рис. 1.3,а). Там же класс Е охарактеризован тем, что «ток передается в виде треугольных импульсов и течет в течение полупериода ВЧ», хотя и первое, и второе верно только в частных случаях.

Путаница при классификации обусловлена отсутствием единого подхода в этом вопросе. Если для УМ классов А, АВ, В, С критерием служит угол отсечки выходного тока ЭП, то ключевые УМ классифицируются как по форме тока и напряжения на выходных электродах ЭП, так и в зависимости от схемотехнического построения.

В отечественной и в зарубежной литературе подход к классификации УМ был разным. Отечественные авторы стремились сформулировать возможно более четкие критерии классификации, не заботясь, однако, об ее терминологической простоте. Так, в [15] (1971 г.) было предложено классифицировать генераторы гармонических колебаний по двум критериям: во-первых, по режиму работы ЭП (недонапряженный, критический, перенапряженный и ключевой) и, во-вторых, по величине добротности Qвых нагруженной цепи выходного электрода ЭП (Qвых > 1). Эта добротность определяется как Qвых = СвыхRэк, где Свых – выходная емкость транзистора (в двухтактных схемах – двух транзисторов), Rэк – резистивная составляющая эквивалентной проводимости нагрузки транзистора на основной частоте. С тех пор было разработано множество новых ключевых УМ, и классификация их по величине Qвых перестала быть адекватной. Например, усилители ПНФ как класса D, так и класса DE одновременно имеют Qвых > rкан > rи [85]. Из рассмотрения схемы на рис. 2.3 очевидно, что в общем случае выходная емкость транзистора Свых Сси + СзсСзи/(Сзс + Сзи). Если Сзс 70,1o где 70,1° – значение з, при котором 0 = 2.

Из рис. 2.7,б следует:

Из (2.23), (2.26), (2.27) находим В усилителях класса DE вектор U си1 в общем случае составляет с координатными осями на комплексной плоскости угол, не равный 0 или /2 (рис. 2.7,в, г), и поэтому Ic1cф приходится искать в общем виде:

где модуль и аргумент тока & к1 определяются амплитудами квадратурных составляющих а аргумент напряжения U си1 – амплитудами квадратурных составляющих, которые вычисляются аналогично (2.14), (2.15).

Величины Iс0, Iс макс и 0 удается найти аналитически. В УМ с Г-образным ФК В УМ с параллельным ФК Коэффициент 1сф в обоих УМ рассчитываем делением величины Ic1cф (2.29), определенной численным методом, на Iс макс ((2.31) и (2.33)).

Зависимости 0(з), 1cф(з) для всех исследуемых УМ сведены в табл. 2.2 – 2.5. В двух УМ класса FE соответствующие зависимости сходны. В двух УМ класса DE, они, напротив, существенно различны. Это обусловлено значительным отличием в формах импульса тока ключа: в УМ с Г-образным ФК с уменьшением интервала недокрытия она приближается к прямоугольной, а в УМ с параллельным ФК – остается треугольной.

2.4.3. Относительная мощность первой гармоники в нагрузке В усилителях класса FE ток в нагрузке – гармонический, и мощность первой гармоники P1 = Pн. В усилителях класса DE ток нагрузки содержит первую и нечетные гармоники, и P1 < Pн. Определим отношение между мощностью первой гармоники и полной мощностью в нагрузке в зависимости от недокрытия: 1(з) = P1/Pн. Из (2.25) следует Зависимости 1(з) для усилителей класса DE приведены в табл. 2.4, 2.5 и показаны на рис. 2.9. С увеличением длительности интервала недокрытия мощность высших гармоник в нагрузке снижается, причем особенно быстро – в УМ с Г-образным ФК: уже при з = 30° мощность высших гармоник составляет всего 4,4% от полной мощности в нагрузке.

Рис. 2.9. Зависимости 1(з) в УМ класса DE с Г-образным (1) и с параллельным (2) ФК 2.4.4. Определение длительности интервала недокрытия Установим функциональное соответствие между величиной интервала недокрытия з и параметрами УМ, задаваемыми при проектировании – рабочей частотой, напряжением питания, емкостью ФК и мощностью первой гармоники в нагрузке.

Для УМ класса FE c Г-образным ФК с учетом Р1 = U2си1sin/2Rн из (2.14) и (2.17) получим В УМ класса FE c параллельным ФК P1 = U2си1/2Rн, поэтому с учетом (2.22) можно записать зависимость з от СЕ2си/Р1 в неявном виде:

Для нахождения з в УМ класса DE c Г-образным ФК подставим в (2.25) Ic0 согласно (2.30) и, учитывая с = 2СRн, выразим в неявном виде зависимость з от СЕ2си/P1:

В УМ класса DE c параллельным ФК, как и в УМ класса FE с параллельным ФК, P = U2си1/2Rн, и искомая зависимость определяется выражением (2.37).

Зависимости з от СЕ2си/P1 для четырех исследуемых УМ показаны на рис. 2.10.

Наименьшее недокрытие требуется в усилителях класса DE, причем зависимости для двух УМ почти совпадают.

Рис. 2.10. Зависимости з от CE2си/P1 в УМ класса FE с Г-образным (1) и с параллельным (2) ФК, класса DE с Г-образным (3) и с параллельным (4) ФК 2.5. Энергетические характеристики выходной цепи 2.5.1. КПД выходной цепи В эквивалентных схемах на рис. 2.5 отсутствуют паразитные омические сопротивления, и в режиме ПННТ вся потребляемая от источника питания мощность преобразуется в мощность в фильтровой или резистивной нагрузке. В реальном УМ имеют место потери в открытом транзисторе, когда ток протекает через паразитные сопротивления стока, канала и истока, и в закрытом транзисторе, когда ток протекает через его выходную емкость и, следовательно, через паразитные сопротивления стока и истока. Кроме того, следует учесть и потери в катушке индуктивности ФК. Потери в колебательном контуре или в более сложной выходной фильтрующей системе реального УМ, проектирование которой представляет собой отдельную задачу, учитывать не будем. Эквивалентные схемы выходных цепей усилителей с Г-образным и с параллельным ФК с учетом паразитных омических сопротивлений показаны на рис. 2.11.

Рис. 2.11. Эквивалентные схемы выходной цепи УМ классов FE и DE с Г-образным ФК (а) и с параллельным ФК (б) c учетом паразитных омических сопротивлений Определим КПД выходной цепи усилителей. Считаем, что паразитные сопротивления достаточно малы и не влияют на вид временных зависимостей токов и напряжений, полученных в § 2.3.

Усредненные за период РЧ мощности потерь в открытых транзисторах Ррас отк, в закрытых транзисторах Ррас зак и в катушке индуктивности ФК РL рас запишем в виде где rотк = rс + rи + rкан, rзак = rс + rи, rL = L/QL, QL – добротность катушки ФК. Практически для высоковольтных МДПТ rотк rзак rс [85]. Зависимости коэффициентов отк, зак и L от з, рассчитанные с использованием выражений для токов в ключах, в емкости и в индуктивности ФК, полученных в § 2.3, приведены в табл. 2.2 – 2.5.

Общая рассеиваемая мощность Ррас = Ррас отк + Ррас зак + РL рас. Следовательно, мощность в нагрузке и электронный КПД выходной цепи Выражая из (2.40) зависимость Iс макс от P1 и подставляя ее в (2.41), находим КПД в виде:

КПД по первой гармонике На рис. 2.12 построены зависимости 1 от СЕ2си макс/P*1, где P*1 = 0,5P1 – мощность в расчете на один транзистор, при условии P*1rотк/Е2си макс = 10-3. Они получены из (2.42), (2.43) с учетом определенных выше зависимостей 0, 0, 1, отк, зак от з и з от СЕ2си/P1. При этом принято, что потерь в ФК нет (rL = 0) и rзак = rотк. Диапазон значений СЕ2си макс/P*1, для которого построены графики, соответствует изменению з от 0 до 90°.

При фиксированных С, rотк, Е2си макс/P*1 графики показывают, как меняется КПД при увеличении рабочей частоты.

Из рис. 2.12 следует, что при заданных, С, Еси макс и P*1 два УМ класса FE имеют практически одинаковый КПД выходной цепи. Из двух УМ класса DE значительно больший КПД по первой гармонике имеет усилитель с Г-образным ФК, что обусловлено существенным различием в форме импульсов тока стока в двух УМ. При увеличении СЕ2си макс/P*1 (недокрытие увеличивается) КПД по первой гармонике УМ с Г-образным ФК быстро приближается к КПД усилителей класса FE, что связано с возрастанием коэффициента 1. Поэтому, учитывая указанные в § 1.2 достоинства усилителей с резистивной нагрузкой, применение УМ класса DE с Г-образным ФК может в некоторых случаях по совокупности показателей быть выгоднее, чем УМ класса FE.

Рис. 2.12. Зависимости 1 от CE2си макс/P*1 в усилителях: класса FE (1); класса DE с Гобразным (2) и с параллельным (3) ФК; класса F (4); класса Е с Г-образным ФК и последовательным фильтрующим контуром (5), с параллельным ФК и последовательным фильтрующим контуром (6), с Г-образным ФК и параллельным фильтрующим контуром (7) Вследствие роста пик-фактора тока стока электронный КПД исследуемых УМ снижается при повышении частоты, причем это снижение будет тем резче, чем больше сопротивление транзистора rотк. Изменение КПД по первой гармонике в усилителях класса DE обусловлено противоположным действием двух факторов – падением относительного уровня высших гармоник в нагрузке и ростом потерь в транзисторе, и поэтому его зависимость от частоты имеет экстремум.

Для сравнения на рис. 2.12 показана аналогичная зависимость для УМ класса F, рассчитанная с учетом КП Рком = 2fCE2си (П.1.1). Здесь рост КП при увеличении СЕ2си макс/P*1 обусловливает резкое снижение КПД. Поэтому УМ класса F проигрывает по КПД не только усилителям класса FE, но и, начиная с некоторого значения СЕ2си макс/P*1, усилителям класса DE, несмотря на то, что последние теряют часть мощности в балласте в виде высших гармоник. Очевидно, что чем меньше rотк, то есть чем больше доля КП в суммарных потерях мощности в УМ класса F, тем больше он будет проигрывать по КПД усилителям без КП.

Сравним исследуемые УМ по КПД с усилителями класса E. На рис. 2.12 показаны зависимости КПД выходной цепи от СЕ2си макс/P*1 для трех однотактных УМ этого класса с фильтровой нагрузкой. (Под С здесь понимается емкость ФК, которая на максимальной рабочей частоте УМ равна выходной емкости транзистора [11, 29]). КПД рассчитан по методике [29] (без учета потерь в закрытом транзисторе) c использованием расчетных данных из [37].

Как указано в п. 1.2.5, для одновременного достижения оптимума по КПД и выходной мощности в усилителях класса Е устанавливают отк 180° [11]. Поэтому обсуждаемые графики построены только для значений СЕ2си * 180° ± 10°. Маркеры точек отк = 180° зачернены.

УМ класса Е с Г-образным ФК и последовательным фильтрующим контуром, уступая усилителям класса FE, имеет КПД практически такой же, как и КПД по первой гармонике УМ класса DE с Г-образным ФК. Напротив, УМ класса Е с параллельным фильтрующим контуром оказывается более высокочастотным, чем усилители классов FE и DE.

Он работает в той области значений СЕ2си макс/P*1, где использование последних уже нецелесообразно, и имеет более высокий КПД.

2.5.2. Коэффициенты использования транзисторов Определим для исследуемых УМ коэффициент использования по первой гармонике 1 = P1* /( E си макс I с макс ). Нетрудно видеть, что при э 1 во всех усилителях 1 0 1 / 2.

При работе транзистора температура его полупроводниковой структуры не должна превышать максимально допустимую Тп доп. Это означает, что существует допуск на среднеквадратический ток стока при той или иной температуре корпуса транзистора. При этом Iс скв доп может быть много меньше Iс макс доп [85]. Поэтому практический интерес представляет также коэффициент использования, определенный в виде [58]: 1 скв = P1* / (E си макс Iс скв ).

C учетом (2.38), (2.39) среднеквадратический ток стока в УМ классов FE и DE Можно показать, что Так как коэффициенты 0, 1, отк, зак являются функциями з, то 1 и 1 скв также зависят от з.

На рис. 2.13 представлены зависимости 1 от СЕ2си макс/P*1 для усилителей классов FE, DE и E, позволяющие оценить, как меняется использование транзистора при увеличении рабочей частоты. При СЕ2си макс/P*1 < 2 самый высокий коэффициент использования наблюдается в УМ класса DE с Г-образным ФК. Однако при этом его КПД по первой гармонике еще сравнительно невелик (см. рис. 2.12). Два УМ класса FE имеют примерно одинаковый коэффициент использования. Наихудшим образом транзисторы используются в УМ класса DE с параллельным ФК, что обусловлено высоким пик-фактором по току в этом усилителе.

Наиболее высокочастотным вновь оказывается УМ класса E с Г-образным ФК и параллельным фильтрующим контуром. Так, при том же коэффициенте использования ( 0,1) он может работать на вдвое большей частоте, чем три УМ классов FE и DE.

Рис. 2.13. Зависимости 1 от CE2си макс/P*1 в усилителях: класса FE с Г-образным (1) и с параллельным (2) ФК; класса DE с Г-образным (3) и с параллельным (4) ФК;

класса Е с Г-образным ФК и последовательным фильтрующим контуром (5), с параллельным ФК и последовательным фильтрующим контуром (6), с Гобразным ФК и параллельным фильтрующим контуром (7) Зависимости 1 скв от СЕ2си макс/P*1 в усилителях классов FE и DE приведены на рис. 2.14. Наихудшим здесь опять является УМ класса DE с параллельным ФК. Три других УМ в той области СЕ2си макс/P*1, где оправдан переход от класса F к классу FE (DE), по этому показателю примерно одинаковы. Аналогичные зависимости для усилителей класса E не приводятся, поскольку для их расчета имеющихся в литературе данных недостаточно.

Рис. 2.14. Зависимости 1 скв от CE2си макс/P*1 в усилителях: класса FE с Г-образным (1) и с параллельным (2) ФК; класса DE с Г-образным (3) и с параллельным (4) ФК 2.5.3. Сравнительная оценка частотно-мощностных свойств усилителей Полученные в пп. 2.5.1, 2.5.2 результаты позволяют обозначить частотномощностные границы применимости различных рассмотренных ключевых УМ. Из рис.

2.12 – 2.14 можно заключить следующее.

1. УМ класса DE с параллельным ФК существенно уступает по энергетическим характеристикам прочим усилителям без КП, и его применение не имеет видимого смысла.

2. При малых СЕ2си макс/P*1 < 0,5 можно использовать УМ класса F. В этой частотно-мощностной области он еще незначительно уступает по КПД усилителям класса FE (рис. 2.12). В то же время его преимуществом является максимальная простота построения как цепи возбуждения (не требуется регулировка длительности нахождения транзистора в открытом состоянии), так и выходной цепи (отсутствует дополнительная индуктивность, выходная цепь принципиально широкодиапазонна). Нужно также учесть, что, как указано в прил. 1, формула (П.1.1) является оценкой КП сверху, и при реальных транзисторах и формах возбуждения КПД такого УМ будет несколько выше, чем следует из рис. 2.12.