«Г. С. ЗИНОВЬЕВ ОСНОВЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ ЧАСТЬ 1 Учебник НОВОСИБИРСК 2001 Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники: Учебник. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1999. Ч.1. – 199 с. ISBN 5-7782-0264-4 Настоящий учебник ...»

Для того чтобы равенство (6.4.2) не нарушалось, соотношение между напряжениями U1 и U2, как это явствует из (6.4.3), должно иметь вид Из соотношений (6.4.2) и (6.4.3) при U3 = 0 и выключенных вентилях выпрямителя ( u d = 0 ) вытекает, что система управления, интегрируя постоянное напряжение U1, генерирует пилообразное напряжение (левая часть уравнения), которое в моменты сравнения с напряжением U2 (правая часть уравнения) генерирует импульсы управления аналогично вертикальной системе управления. Этими же импульсами необходимо обеспечить возврат интегратора И в исходное (нулевое) состояние после каждого срабатывания устройства сравнения, как показано пунктиром на рис. 6.4.2. Это позволяет проверять работу системы при выключенной силовой схеме преобразователя, облегчает ее включение и повышает устойчивость ее работы.

Асинхронная одноканальная система управления с фазовой автоподстройкой частоты. Второй вариант асинхронной системы управления, основанной на использовании автоколебательного генератора импульсов, управляемого по частоте (а значит, и фазе) напряжением ГУН, показан на рис. 6.4.4.

заданное и фактическое время, предоставляемое на восстановление управляющих свойств тиристоров зависимого инвертора, или резонансная и фактическая частоты напряжений резонансного инвертора и т.п.

В простейшем случае на вход сумматора С подается сигнал задания среднего значения выходного напряжения выпрямителя и фактическая величина этого напряжения.

6.5. ОСОБЕННОСТИ УПРАВЛЕНИЯ НЕКОТОРЫМИ ВИДАМИ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ВЕНТИЛЯХ

С НЕПОЛНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

Особенность управления «узким» импульсом трехфазной мостовой схемой вентильного преобразователя. Рассматриваемая ниже особенность управления трехфазной мостовой схемой присуща только системам управления, работающим с «узким» отпирающим импульсом (см. раздел 1), и связана с тем, что моменты включения вентилей катодной и анодной групп сдвинуты во времени на одну шестую часть периода питающего напряжения. Так как для протекания тока нагрузки необходима одновременная работа одного вентиля катодной и одного вентиля анодной групп, при узком отпирающем имо пульсе (длительностью меньше 60 ) невозможно произвести первое включение ВП, а также гарантировать работу в зоне прерывистых токов нагрузки, где ВП каждый раз включается как бы впервые (на нулевой ток нагрузки).

В целях обеспечения указанных режимов работы ВП при управлении «узким» импульсом применяют дублирование отпирающего импульса для очередного вентиля катодной (анодной) группы на предшествующий по очередности работы вентиль анодной (катодной) группы. На диаграммах импульсов отпирания (рис. 6.5.1) основной импульс показан сплошной линией, дублирующий – пунктиром, стрелкой – из какого канала в какой необходимо направить дублирующий импульс. Из рисунка видно, что дублирующие импульсы приходят на вентили после основных, и если вентиль уже вступил в работу, то появление дублирующего импульса никак не скажется.

В то же время одномоментное наличие отпирающих импульсов на вентиле катодной и на вентиле анодной групп гарантирует включение ВП и его работу в области прерывистых токов.

Вместо дублирования импульсов отпирания можно подгрузить катодную и анодную группы моста балластными сопротивлениями Rб. При этом вентили одной группы получат возможность проводить ток независимо от состояния проводимости вентилей другой, но такая мера приведет к потерям активной мощности, искажению формы регулировочной характеристики вследствие расширения зоны прерывистых токов ВП.

Особенность управления реверсивным вентильным преобразователем. Реверсивный вентильный преобразователь образован встречнопараллельным включением по выходу двух нереверсивных вентильных преобразователей по одной из базовых схем выпрямления (см. раздел 3.12 части 1).

Поэтому в общем случае система управления таким преобразователем должна содержать два комплекта рассмотренных выше синхронных систем управления вертикального типа. Учитывая условие согласования углов регулирования двух вентильных комплектов (3.12.2) части и зависимость фазы импульсов управления от сигнала задания Uз вида (6.2.1) при косинусоидальном опорном напряжении и вида (6.2.4) при пилообразном опорном напряжении, получаем, что сигналы задания на входах устройств сравнения двух комплектов систем управления должны быть в противофазах. Если реверсивный вентильный преобразователь работает в режиме непосредственного преобразователя частоты с фазовым способом формирования и регулирования кривой выходного напряжения, то задающие сигналы должны быть двумя противофазными синусоидальными напряжениями, как было пока-зано на рис. 6.2.6. При этом частота и относительная амплитуда этих сигналов по сравнению с амплитудой опорного напряжения определяют частоту и величину первой гармоники выходного напряжения. Блок-схема системы управления непосредственным преобразователем частоты с однофазным выходом приведена на рис. 6.5.2. Здесь генератор модулирующего напряжения (ГМН), электрически управляемый по частоте и величине напряжения двумя сигналами управления Uу.ч и Uу.н генерирует два противофазных синусоидальных напряжения, поступающих на входы двух фазосмещающих устройств ФСУ.

При раздельном управлении вентильными комплектами, применяемом для исключения уравнительного тока между ними, импульсы управления с выходов ФСУ селектируются во времени по полуволнам выходного тока непосредственного преобразователя частоты. Для этого устройство раздельного управления УРУ вырабатывает противофазные селектирующие сигналы, которые с помощью ключей К1 и К2 обеспечивают прохождение импульсов управления только на тот вентильный комплект, который в данный момент проводит ток нагрузки. В случае трехфазного выхода непосредственного преобразователя частоты потребуется шестифазный генератор модулирующего напряжения ГМН низкой частоты.

6.6. ОСОБЕННОСТИ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ

С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ

6.6.1. СИСТЕМЫ С ВЕРТИКАЛЬНЫМ СПОСОБОМ УПРАВЛЕНИЯ

Широтно-импульсное регулирование выходного напряжения (тока) преобразователей на вентилях с полным управлением присуще следующим видам преобразователей:

• постоянного напряжения в постоянное (см. раздел 1.1 и 1.2);

• постоянного напряжения в переменное (автономным инверторам тока и напряжения – см. раздел 2.1 и 2.3);

• регуляторам переменного напряжения в переменное (см. раздел 3);

• непосредственным преобразователям частоты с циклическим управлением или с коэффициентом преобразования по напряжению больше единицы (см. разделы 4.2 и 4.3).

По сути дела, при широтно-импульсном регулировании постоянного или переменного напряжений необходимо изменять соотношения длительностей проводимости двух вентилей, сохраняя сумму этих двух длительностей неизменной или регулируемой. Фактически это означает, что система управления должна обеспечить сдвиг фазы импульсов одной последовательности относительно импульсов другой последовательности с той же частотой следования (постоянной или регулируемой). Первым очевидным после изучения раздела 6.3 решением этой задачи является использование вертикального метода управления. При этом из определения вида систем управления опускается в общем случае понятие «синхронная», так как для преобразователя постоянного напряжения в постоянное синхронизировать управление не с чем.

Для определения вида передаточной характеристики преобразователя постоянного напряжения в постоянное с ШИР необходимо учесть линейность регулировочных характеристик таких широтно-импульсных преобразователей (ШИП) в соответствии с (1.1.1) и (1.1.2) для однополярной и двуполярной модуляций. С другой стороны, зависимость относительной длительности импульсов управления от сигнала задания при вертикальном методе управления имеет линейный характер при пилообразном опорном напряжении и синусоидальный – при гармонической форме опорного напряжения. Тогда очевидно, что передаточная характеристика ШИП на идеальных элементах будет линейной при пилообразном опорном напряжении и синусоидальной – при гармоническом. Таким образом, здесь зависимость передаточной характеристики ШИП от формы опорного напряжения получилась обратной по сравнению с этой зависимостью у управляемого выпрямителя, представленной на рис. 6.2.3. Структура системы управления ШИП очевидна и построена на рис. 6.6.1,а, а диаграммы ее работы – на рис. 6.6.1,б для случая однополярной ШИР, реализуемой в схемах транзисторных ШИП (см. рис. 1.1.2, 1.1.4, 1.1.6).

Так как транзистор требует наличия широкого импульса управления (на все время своей проводимости), то теперь устройство сравнения должно фиксировать не просто момент сравнения входных сигналов, а все время превышения одного сигнала над другим. Вид пилы опорного напряжения определяет характер широтно-импульсного регулирования: регулирование положения переднего фронта импульса при нарастающей пиле, заднего фронта – при спадающей пиле, обоих фронтов – при симметричной (треугольной) пиле. При этом импульс К1 обеспечивает управление транзистором, формирующим импульс напряжения на нагрузке, а импульс К2 – управление транзистором, формирующие нулевую паузу напряжения на нагрузке (для схемы рис. 1.1. импульс К2 не требуется).

Здесь передаточная характеристика ШИП будет лежать в первом квадранте, как показано на рис. 6.6.2. При отрицательном импульсе однополярной ШИР (ОШИР) на нагрузке передаточная характеристика будет лежать в третьем квадранте. Для получения передаточной характеристики при двухполярной ШИР-ДШИР – (см. рис. 1.1.1,б), проходящей через первый и третий квадранты (пунктир на рис. 6.6.2), опорное напряжение очевидно должно быть двухполярным.

Регулятор переменного напряжения с однополярной ШИР (см. раздел 3.4) будет иметь также линейную передаточную характеристику, поскольку частота коммутации при ШИР обычно более чем на два порядка превышает частоту напряжения питающей сети и отдельные импульсы в кривой напряжения можно практически рассматривать как прямоугольные, как и в рассмотренном выше случае.

Регуляторы переменного напряжения повышающе-понижающего типов будут иметь передаточные характеристики, подобные их регулировочным характеристикам, так как в вертикальной системе управления с пилообразным опорным напряжением относительная длительность импульсов управления пропорциональна напряжению управления. Подобным образом обстоит дело и с передаточной характеристикой в повышающе-понижающем непосредственном преобразователе частоты.

Наконец, в непосредственном преобразователе частоты с циклическим методом формирования выходного напряжения передаточная характеристика будет нелинейной и зависящей от выходной частоты. Это связано с тем, что частота коммутации при однократном ШИР сравнима с частотой напряжения питающей сети, так как только ее превышение над частотой сети определяет частоту выходного напряжения. В результате отдельные импульсы в кривой выходного напряжения промодулированы кривой питающего напряжения и мало похожи на прямоугольные.

Структуры систем управления обоими рассмотренными выше непосредственными преобразователями частоты подобны. Обобщенная структура системы управления ими показана на рис.

6.6.3. Здесь генератор опорного напряжения ГОН пилообразной формы регулируется по частоте первым сигналом задания Uз.1. Второй сигнал задания Uз.2 сравнивается в устройстве сравнения УС с опорным напряжением и формирует импульсы на включение вентилей, через которые напряжение сети прикладывается к нагрузке. Распределяются эти импульсы из общего канала по трем вентилям одной выходной фазы преобразователя с помощью распределителя импульсов РИ. Диаграммы этих импульсов управления для вентилей построены на рис. 6.6.4 для преобразователя по схеме рис. 4.2.1. Последовательность импульсов S2, полученную инверсией последовательности S1, используют для включения вентилей, связанных в разных выходных фазах преобразователя, с одной и той же фазой питающей сети. Это обеспечивает формирование нулевой паузы в напряжении выхода за счет замыкания между собой всех трех фаз нагрузки. Идеализированная кривая выходного напряжения преобразователя приведена на последней диаграмме (сравните с реальной кривой на второй диаграмме рис. 4.2.2).

6.6.2. СИСТЕМЫ СО СЛЕДЯЩИМ СПОСОБОМ УПРАВЛЕНИЯ В системах управления на принципе слежения, во-первых, имеется цепь зователя, по которой ведется слежение за заданием (напряжение, ток, мощность), и, во-вто-рых, отсутствует генератор опорного напряжения, синхронизированного каким-то внешним сигналом (сеть, таймер). Удобнее всего первоначально ознакомиться с такими системами сделать применитель-но к управлению преобразователем постоянного напряжения в постоянное, т.е. ШИП (см. раздел 1.1). Блок-схема системы управления простейшим ШИП (см. рис. 1.1.2) со слежением за выходным напряжением приведена на рис. 6.6.5. Она содержит сумматор С сигнала задания и сигнала обратной связи uос, пропорционального мгновенному значению выходного напряжения ШИП с коэффициентом пропорциональности Кос, интегратор И, релейный элемент РЭ, характеристика вход-выход которого изображена над ним. На временных диаграммах работы системы управления показаны сигнал обратной связи и задания на первой (рис. 6.6.6), их разность – на второй, интеграл разности – на третьей, выходной сигнал релейного элемента, управляющий ключом ШИП, – на четвертой.

При изменении сигнала задания Uз будет изменяться не только скважность импульсов на нагрузке, но и частота следования импульсов. Составив дифференциальные уравнения для сигнала реального интегратора с постоянной времени интегрирования для двух интегралов и решив их, припасовав решения в точке разрыва, получим следующие соотношения для относительной длительности периода автоколебаний Т т = Т т / при однополярной модуляции:

и при двухполярной модуляции:

где Cp = заданная степень регулирования выходного напряК осU вх жения;

Uп = относительная величина порога срабатывания релейного элемента.

Графики этих зависимостей построены на рис. 6.6.7.

Если изменение частоты коммутации при регулировании выходного напряжения по каким-то причинам нежелательно, то можно ее стабилизировать, изменяя соответствующим образом напряжение порога релейного элемента.

Эти законы изменения U п можно найти из решения уравнений (6.6.1) или (6.6.2) относительно U п. Другая возможность фиксирования частоты коммутации при использовании следящего управления – это переход от релейного слежения к непрерывному (по сути, релейно-импульсному). При этом один из моментов переключения ШИП задается от генератора фиксированной частоты, а второй момент определяется срабатыванием релейного элемента. Очевидно, что в этом случае будут отслеживаться или максимальные значения сигнала интегратора, или минимальные, что может потребоваться при слежении за выходным током ШИП.

Таким образом, следящий метод управления позволяет воспроизводить сигнал задания на выходе преобразователей на вентилях с полным управлением не только по средним по тактам значениям выходной координаты, но и при слежении за выходным током, формировать его заданные экстремальные значения.

Рассмотренный метод следящего управления можно применить и к другим указанным выше типам преобразователей с ШИР, кроме непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением. Там изменение частоты импульсов при ШИР, вызванное регулированием скважности (величины выходного напряжения) недопустимо, так как это приведет к изменению и частоты выходного напряжения без побуждения к этому по каналу регулирования частоты.

6.7. ОСОБЕННОСТИ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ

НА ВЕНТИЛЯХ С ПОЛНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

С СИНУСОИДАЛЬНОЙ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ

МОДУЛЯЦИЕЙ

Наиболее распространенным типом преобразовательной ячейки, использующей синусоидальную широтно-импульсную модуляцию, является ячейка инвертора напряжения. Ее универсальность подтверждается тем обстоятельством, что помимо использования этой ячейки по своему прямому назначению – преобразователя постоянного напряжения в переменное, она еще работает как:

• преобразователь переменного напряжения в постоянное – обращенный режим работы инвертора напряжения (см. раздел 3.11.3 части 1);

• устройство реактивной вольтодобавки в регуляторах переменного напряжения с вольтодобавкой (см. раздел 3.3);

• однофазный инвертор напряжения с нулевой выходной частотой для получения реверсивного широтно-импульсного преобразователя постоянного напряжения в постоянное;

• повышающе-понижающий непосредственный преобразователь частоты при замене в инверторе напряжения обратных диодов на полностью управляемые вентили (см. раздел 4.3);

• ячейки непосредственного преобразователя частоты трехфазно-трехфазного напряжения (см. раздел 4.4);

• как активный фильтр гармоник напряжения или (и) тока нагрузки (см.

раздел 5);

• источник прямоугольного напряжения, питающий резонансные LC цепи в автономных резонансных инверторах (см. раздел 2.2.2).

Такое разнообразие применения ячейки инвертора напряжения породило множество способов управления им [23, 27, 42], из которых мы рассмотрим структуры систем управления трех наиболее распространенных направлений их построения:

• вертикального управления с формированием фазных напряжений трехфазного инвертора;

• вертикального управления с формированием компонентов обобщенного вектора напряжения;

• следящего управления по фазным переменным.

6.7.1. СИСТЕМЫ ВЕРТИКАЛЬНОГО УПРАВЛЕНИЯ

С ФОРМИРОВАНИЕМ ФАЗНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ

ТРЕХФАЗНОГО ИНВЕРТОРА

Алгоритм формирования фазных напряжений в трехфазном инверторе был рассмотрен в разделе 2.3.2.1 и представлен на временных диаграммах рис.

2.3.14. Он заключается в управлении одними вентилями фаз инвертора по интервалам превышения опорного напряжения треугольной формы (для получения двусторонней модуляции) над соответствующим фазным синусоидальным модулирующим сигналом и другими вентилями фаз инвертора – по интервалам, заполняющим паузы в указанных интервалах.

Реализация такого алгоритма обеспечивается в базовой структуре вертикальной системы управления (рис. 6.7.1).

Здесь трехфазный генератор модулирующего напряжения синусоидальной формы имеет два задающих входных сигнала. Первый сигнал задания Uзч определяет частоту модулирующего напряжения, а значит, и частоту выходного напряжения инвертора, второй сигнал задания UзА – глубину модуляции длительностей импульсов в такте ШИМ и величину первой гармоники выходного напряжения инвертора. Генератор опорного напряжения ГОН симметричной треугольной формы имеет частоту, определяющую частоту коммутации при ШИМ. При малых кратностях коммутации, т.е. при малых значениях (15 и меньше) отношения частоты опорного напряжения к частоте модулирующего напряжения Кт, используют кратные (трем) отношения указанных частот, синхронизируя опорное и модулирующие напряжения, как подчеркивает это пунктирная связь двух генераторов. Это устраняет субгармоники в кривых фазных напряжениях инвертора (см. раздел 2.3). Устройства сравнения в каждом канале для соответствующих вентилей катодной группы инвертора (рис.

2.3.11) и импульсы управления для вентилей анодной группы инвертора получаются на выходах схем инверсии (схемы НЕ). Это обеспечивает как бы режим 1800 управления вентилями, что приводит к независимости формы выходного напряжения инвертора от вида и параметров нагрузки, так как исключается режим прерывистого тока.

Отметим, что в силу линейности передаточной характеристики ячеек фаз инвертора напряжения по постоянному напряжению (см. раздел 6.6.1) такая ячейка с вертикальной системой управления способна воспроизводить на выходе любую кривую модулирующего напряжения, что используется, в частности, для управления активными фильтрами, формирующими сложные кривые «противоискажений» токов и напряжений, как показано было в разделе 5.2.

Возможны несколько вариантов модернизации рассмотренного классического алгоритма синусоидальной ШИМ в системе вертикального управления и ее аппаратной реализации с аналоговыми сигналами. Основными блоками такой системы являются интеграторы и компараторы (устройства сравнения), а сама процедура выработки импульса управления по моменту сравнения непрерывно меняющихся аналоговых сигналов получила название естественной выборки (natural sampling).

Дискретизация и квантование сигналов. Первая модернизация алгоритма связана с переходом от непрерывных к квантованным по уровню и времени сигналам. Хотя и этот вариант алгоритма может быть реализован аппаратно поблочно, но обычно его применяют при переходе к цифровой обработке сигналов, реализуемой средствами микропроцессорной техники на программном уровне.

Нашли применение два варианта квантования по уровню непрерывного модулирующего сигнала синусоидальной формы. В равной длительности такта при ШИМ, и с величиной ступени, равной значению модулирующего сигнала в моменты начала такта. Этот вариант получил название симметричной регуляторной выборки (symmetrical regular sampling – SRS). Диаграммы сравниваемых сигналов и вырабатываемых импульсов управления построены на рис. 6.7.2. Здесь обеспечивается симметричная двусторонняя ШИМ, что улучшает гармонический состав напряжения инвертора, но несколько ухудшает динамику управления, так как отработка изменения модулирующего напряжения возможна с задержкой на такт.

Во втором варианте непрерывный модулирующий сигнал представляется ступенчатой функцией с длительностью ступени, равной длительности половины такта при ШИМ, и с величиной ступени, равной значению модулирующего сигнала в моменты начала полутактов (начало такта и начало второй половины такта). Этот вариант получил название асимметричной регулярной выборки (asymmetrical regular sampling – ARS). Диаграммы сравниваемых сигналов и вырабатываемых импульсов управления при классическом и этом алгоритме управления показаны на рис. 6.7.3. Здесь улучшается динамика по сравнению с алгоритмом SRS, но несколько ухудшается качество выходного напряжения из-за несимметричной двухсторонней ШИМ.

При цифровой обработке сигналов генератор пилообразного опорного напряжения заменяется реверсивным счетчиком, модулирующий сигнал – схемой выборки-запоминания и аналогового-цифровым преобразователем, если задание – непрерывный сигнал, или программой генерации кодов чисел модулирующего сигнала, если модулирующий сигнал вырабатывается цифровым устройством или микропроцессором. Компаратор реализуется сравнением кодов числа счетчика-таймера и кода модулирующего сигнала uм. В случае микропроцессорного управления моменты выработки импульсов управления можно просто вычислять в реальном масштабе времени и для SRS они равны ШИМ с модуляцией частоты коммутации по случайному закону.

Рассмотренные алгоритмы управления с синусоидальной ШИМ характеризовались неизменной частотой тактов в течение периода выходного напряжения инвертора. Спектр выходного напряжения и тока инвертора в этом случае имеет линейчатый характер, когда энергия искажения процесса сосредоточена на ряде гармоник фиксированной частоты, расположенных вокруг частоты тактов и кратных ей гармоник, как показывает рис. 6.7.4. При питании от инвертора напряжения машин переменного тока эти гармоники создают в машине повышенный акустический шум из-за эффекта магнитострикции и возможного механического резонанса элементов конструкции машины. Чтобы уменьшить энергию отдельных гармоник необходимо «размазать» спектр, распределив энергию искажения практически непрерывно по частотам. Для этого частоту опорной пилы, вырабатываемой обычно интегрированием постоянного сигнала, модулируют добавлением к указанному постоянному сигналу случайного сигнала с математическим ожиданием, равным нулю. При этом среднее количество коммутаций за период выходного напряжения не изменяется и поэтому загрузка вентилей сохраняется в среднем, но процесс становится непериодическим или квази-периодическим. В результате спектр напряжения инвертора размывается с уменьшенной удельной энергией дискретных частот, как показывает рис. 6.7.5. Но такой спектр может оказаться неблагоприятным или неприемлемым по индуцируемым (излучаемым) электромагнитным помехам для электронных устройств, работающих с частотой своих процессов, расположенных в излучаемом диапазоне частот инвертора.

ШИМ с увеличенным выходом первой гармоники. Классическая синусоидальная ШИМ при вертикальном алгоритме управления характеризуется неполным использованием напряжения источника постоянного напряжения, т.е. неоптимальным коэффициентом преобразования по напряжению. Амплитуда первой гармоники фазного напряжения трехфазного инвертора напряжения при полной модуляции очевидно равна половине напряжения входного источника, а амплитуда первой гармоники линейного напряжения при этом в 3 больше, т.е.

Физически это связано с тем, что максимальная ширина импульсов по отношению к длительности такта в кривой линейного напряжения не может превосходить значения sin/3, так как модулирующие напряжения двух соседних плеч моста сдвинуты по фазе не на, а только на 2/3. Для увеличения предельной разницы между модулирующими сигналами соседних плеч моста, сдвинутыми на треть периода, необходимо их так деформировать, чтобы эта разница между ними достигла значения двойной амплитуды этих сигналов (а не 3 ), а спектр фазного напряжения практически не исказился. Это можно сделать, если к модулирующим синуРис.

соидальным сигналам фаз добавить сигнал необходимой формы, одинаково изменяющий результирующие модулирующие напряжения для всех фаз и не вносящий искажения в спектры фазных напряжений. Добавление любого сигнала тройной частоты по отношению к частоте первой гармоники выходного напряжения удовлетворяет указанным требованиям к этому сигналу. Его эффективность в части доли увеличения коэффициента преобразования инвертора по напряжению будет зависеть от формы этого сигнала. На рис. 6.7.6 приведен наиболее простой случай добавочного сигнала: синусоиды тройной частоты, представленный на второй диаграмме.

На третьей диаграмме показано результирующее модулирующее напряжение одной фазы.

Нетрудно убедиться, что, в случае амплитуды дополнительного сигнала в 25 % от амплитуды основного сигнала, U вых (1).m достигает значения 0,562 3.

Для прямоугольного сигнала U вых (1).m = 0,577 3, т.е. увеличение первой гармоники на 15,5 % по сравнению с синусоидальным сигналом.

При соединении нагрузки инвертора в звезду без нулевого провода в фазных напряжениях не могут присутствовать гармоники тройной частоты, образующие сигнал нулевой последовательности, каким по сути и является дополнительный сигнал к модулирующему напряжению. Поэтому спектры фазных напряжений инвертора при этом не искажаются.

6.7.2. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ С РЕГУЛИРОВАНИЕМ КОМПОНЕНТОВ

ОБОБЩЕННОГО ВЕКТОРА НАПРЯЖЕНИЯ (ТОКА)

Системы управления инверторами напряжения с формированием и регулированием фазных выходных напряжений трехфазной системы содержат три канала генерации широтно-модулированных импульсных последовательностей, из которых инверсией получают еще три последовательности, что необходимо для управления шестью ключами инвертора. Такие системы применяют, как правило, в тех случаях, когда инвертор напряжения используется как автономный источник напряжения, которое не синхронизировано ни с каким другим процессом.

Вместе с тем распространены инверторы напряжения в ситуациях, требующих наличия синхронизации выходного напряжения инвертора с источником напряжения, присутствующим в нагрузочной цепи инвертора. Это может быть существующая сеть переменного напряжения, в которую инвертор как элемент какой-то автономной энергоустановки (ветроэнергетической, дизель-генераторной) должен поставлять необходимые значения дополнительной активной и реактивной мощности. Это может быть и статорная цепь машин переменного тока (синхронные, асинхронные), которые запитываются напряжением регулируемой частоты для управления скоростью вращения машины, при этом электрическая машина имеет свою собственную так называемую ЭДС вращения. В этих случаях удобнее строить систему с управлением по обобщенному вектору выходного напряжения, что позволяет по раздельным каналам управлять активной и реактивной мощностью на выходе инвертора за счет независимого регулирования амплитуды и фазы обобщенного вектора напряжения и тока инвертора. Управление по обобщенному вектору напряжения может быть сделано как в разомкнутой, так и в замкнутой (по напряжению) системе управления, управление по обобщенному вектору тока требует наличия обратной связи по току.

Разомкнутая система управления по обобщенному вектору напряжения инвертора. В разделе 2.3.2 было показано, что положение обобщенного вектора напряжения инвертора определяется через относительные значения времен включения соответствующих трех состояний инвертора (из восьми возможных) – двух соседних ненулевых (векторы U i, U j ) и одного нулевого (000 или 111) в соответствии с уравнением (2.3.22). Наоборот, если задавать требуемые значения обобщенного вектора U з и частоту тактов Тт при ШИМ, то из решения уравнения в микропроцессоре системы управления сразу (без операции сравнения, как в вертикальной системе управления) можно определить абсолютные значения длительностей трех искомых состояний инвертора:

Здесь U з (tст ) – значения обобщенного вектора задания в моменты его стробирования tст (выборки и запоминания); – фаза обобщенного вектора задания, приведенного к первому сектору с соседними состояниями векторов инвертора U1 и U 2, как показано на рис. 2.3.17.

Приведение осуществляется поворотом вектора задания назад на (nо 1)60, где n – номер сектора, в котором находится текущий вектор задания.

В блок-схеме системы управления, реализующей рассмотренный алгоритм (рис. 6.7.7), блок стробирования СТР выбирает и запоминает до следующей выборки, задаваемой длиРис.

тельностью такта Тт или полутакта, значения вектора задания. Арифметическое устройство вычисляет длительности импульсов управления по (6.7.5)…(6.7.7) и номер сектора, векторы напряжения инвертора которого используются для отработки задания. Логическое устройство определяет вентили, управление которыми задают требуемые векторы Ui, Uj для удовлетворения условиям уравнения (6.7.4).

Итак, достоинством такой системы является ее простота, недостатком, как у всякой разомкнутой системы, – возможное неоднозначное соответствие фактического обобщенного вектора напряжения инвертора заданному на входе из-за наличия возмущений, в основном по источнику входного напряжения инвертора, так как возмущения по нагрузке здесь сказываются значительно слабее (кроме нарушения ее симметрии), чем в преобразователях на вентилях с неполным управлением.

Замкнутая вертикальная система управления по обобщенному вектору напряжения (тока) инвертора. Обобщенный вектор, как известно (см.

раздел 2.3.2), может быть задан не только в комплексной форме (модулем и фазой), но и своими двумя ортогональными проекциями в той или иной системе координат. По этим проекциям и можно организовать замыкание системы управления по обобщенному вектору.

Блок-схема такой системы управления показана на рис. 6.7.8. Здесь Х3.1, Х3.2 сигналы задания ортогональных составляющих обобщенного вектора напряжения или тока инвертора, по которому организуется управление.

Три фазных выходных переменных хА, хВ, хС (напряжение или ток фаз) с помощью координатного преобразователя 3/2 преобразуются в две переменные, являющиеся проекциями обобщенного вектора. Фазные переменные при этом не должны иметь составляющей нулевой последовательности, т.е. должно выполняться равенство для сигналов обратной связи Если используется неподвижная система координат (, ), то компоненты обобщенного вектора х1 и х2 в соответствии с (2.3.19) равны фазному напряжению (току) хА и уменьшенному в 3 раз линейному напряжению (току) хВС.

При этом сигналы задания Х3.1, Х3.2 являются синусной и косинусной функциями с частотой, равной требуемой частоте выходного напряжения инвертора.

Если используется вращающаяся система координат с требуемой частотой выходного напряжения (система d, q-координат), то преобразователь координат 3/2 сначала получает, составляющие обобщенного вектора, а затем по соотношению (2.3.23) и искомые составляющие.

Сигналы ошибок х1 и х2, которые находят вычитанием из сигналов заданий соответствующих сигналов обратной связи по составляющим обобщенного вектора, обрабатываются регуляторами Р1 и Р2, обычно пропорциональными или пропорционально-интегральными. В случае системы, координат сигналы регуляторов содержат, как и сигналы задания, первую гармонику, определяющую частоту выходного напряжения инвертора, а также высшие гармоники, обусловленные частотой коммутации при ШИМ. В случае d, q-координат сигналы регуляторов являются сигналами постоянного тока (как и сигналы задания) в совокупности с высшими гармониками, также обусловленными коммутацией при ШИМ. После регуляторов сигналы ошибок компонентов обобщенного вектора снова преобразуются с помощью обратного преобразователя координат в трехфазную исходную (фазную) систему координат. Эти сигналы используются как модулирующие напряжения для вертикальной системы управления ШИМ (см. раздел 6.7.1) с опорным напряжением симметричной пилообразной формы с частотой тактов Тт.

В случае использования вращающейся системы координат для работы преобразователей координат 3/2 и 2/3 требуются два ортогональных гармонических сигнала с частотой, задающей частоту вращения координат. Эти сигналы получаются в блоке генератора преобразователя координат ГПК.

Итак, достоинством такой системы являются однозначность передаточной характеристики инвертора и ее линейность как по активной, так и по реактивной составляющим обобщенного вектора напряжения (тока), недостатком – сложность.

СО СЛЕЖЕНИЕМ ЗА ТОКАМИ

Использование следящего алгоритма управления инвертором возможно только в замкнутой системе управления. Вариантов таких систем может быть очень много, так как здесь допустимо использовать весь арсенал средств современной теории автоматического регулирования, в том числе адаптацию, предсказание, оптимизацию, искусственный интеллект.

Самую простую систему управления с релейным слежением за фазными токами трехфазного инвертора напряжения получают объединением трех систем управления (см. рис. 6.6.5) реверсивного ШИП, рассматривая инвертор снова как ШИП в режиме периодического реверса. При этом интеграторы И из системы управления устраняются, а сигналами задания является трехфазная система синусоид с требуемой частотой.

в звезду без нулевого провода возможен выход мгновенного значения пульсаций фазного тока за пределы, задаваемые шириной петли гистерезиса релейного элемента, как показано на рис. 6.7.9. Это связано с тем, что независимыми токами в этом случае могут быть только токи двух фаз, а ток третьей фазы определяется их суммой с обратным знаком. Поэтому, несмотря на переключение вентилей в данной фазе, где ток дорос до порога срабатывания релейного элемента, напряжение на этой фазе нагрузки не сменит знак до момента переключения вентилей в другой фазе инвертора, где для этого ток в ней может измениться в пределе на величину порога срабатывания релейного элемента. Таким образом, системе присуща дополнительная ошибка слежения. В результате результирующая ошибка может достигать двойного значения.

Этой простой системе присущ и ряд других особенностей. Во-первых, наличие нефиксированной частоты коммутации при ШИМ из-за отсутствия опорного напряжения, во-вторых, разные частоты автоколебаний в разных фазах из-за реальной неидентичности каналов управления по фазам. Это вызывает появление субгармоник в выходных напряжениях и токах инвертора, неблагоприятно сказывающихся на нагрузке, например, машинах переменного тока. В-третьих, повышение частоты коммутации вентилей инвертора, что увеличивает потери в них по сравнению с системами вертикального управления. Все это ограничило применение таких систем управления в маломощных преобразователях с невысокими требованиями к качеству выходной энергии инвертора.

Проблема временной «неуправляемости» фазными токами инвертора, характерная для системы управления за фазными токами, устраняется при переходе к слежению за двумя компонентами обобщенного вектора тока, являющимися двумя независимыми переменными. Блок-схема такой системы управления построена на рис. 6.7.10. Здесь преобразователь координат 3/2 обеспечивает получение составляющих i (id) и i (iq) обобщенного вектора тока инвертора, которые вычитаются из сигналов задания iз.1 и iз.2 (в, -или d, q-координатах). Сигналы ошибки поступают на два трехпозиционных релейных элемента РЭ1 и РЭ2 с обозначенной над ними релейной характеристикой.

Логическое устройство вырабатывает сигналы для формирования шести векторов выходного напряжения инвертора U1 U 6 в зависимости от состояний выходов релейных элементов 1, 2 в соответствии с известным алгоритмом, представленным в таблице (для, координат). Показано, что такой алгоритм уменьшает и среднюю частоту коммутаций при ШИМ.

РЭ Дальнейшее развитие систем управления связано с использованием методов искусственного интеллекта: нечеткой логики, нейроконтроллеров, экспертных систем [42] и требует отдельного рассмотрения.

Вопросы к главе 1.1. Какие функции систем управления вентильным преобразователем?

1.2. Требования к системе управления вентильным преобразователем.

1.3. Каким образом обеспечивается гальваническая развязка системы управления от силовой схемы вентильного преобразователя?

1.4. Какие классификационные признаки у систем управления?

1.5. По какому признаку различают системы управления с «узким» и «широким» импульсом?

1.6. В каком случае передаточная характеристика вентильного преобразователя на тиристорах – линейная функция?

1.7. В каком случае передаточная характеристика широтно-импульсного преобразователя – линейная функция?

1.8. Каким образом за счет системы управления инвертором напряжения обеспечивается формирование практически синусоидального тока нагрузки?

1.9. В чем преимущество систем управления преобразователями по обобщенному вектору?

2.10. Из каких блоков состоит синхронная многоканальная вертикальная система управления?

2.11. В чем преимущество одноканальной системы управления перед многоканальной?

2.12. Каково уравнение передаточной характеристики тиристорного выпрямителя с вертикальной системой управления?

2.13. Каково управление передаточной характеристики тиристорного выпрямителя со следящей системой управления?

2.14. По какому принципу построена следящая система управления?

2.15. В чем особенности управления реверсивным вентильным преобразователем на тиристорах?

2.16. В чем особенности управления узким импульсом трехфазным мостовым выпрямителем?

2.17. Каково уравнение передаточной характеристики широтно-импульсного преобразователя?

2.18* Каково уравнение передаточной характеристики широтно-импульсного регулятора переменного напряжения?

2.19. Какие особенности у следящих систем управления ШИП?

2.20* Какие типы преобразователей могут быть построены на основе инвертора напряжения с ШИМ?

2.21. Какие блоки содержит система вертикального управления трехфазным инвертором напряжения с синусоидальной ШИМ?

2.22. В чем отличие симметричной регулярной выборки от асимметричной для модулирующего сигнала в вертикальной системе управления инвертором напряжения?

2.23. Зачем частота коммутации в инверторе напряжения с ШИМ модулируется по случайному закону?

2.24. Как обеспечивается увеличение выхода первой гармоники в инверторе напряжения с ШИМ?

2.25. Как определяется обобщенный вектор трехфазной системы?

2.26. В чем суть управления по обобщенному вектору напряжения инвертора напряжения?

2.27. В чем особенности управления по обобщенному вектору тока инвертора напряжения?

2.28* Какие возможны подходы к построению систем управления инвертором напряжения по обобщенному вектору тока?

2.29* Каковы особенности управления НПЧ по обобщенному вектору?

Литература 1. Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники. Ч. 1. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1999. – 199 с.

2. Гнатенко М.А., Зиновьев Г.С. Силовая электроника. Ч. 1: Метод. руководство к лабораторным работам. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1998. – 21 с.

3. Зиновьев Г.С., Макаревич А.Ю., Попов В.И. Силовая электроника. Ч. 2: Метод.

руководство к лабораторным работам. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1999. – 31 с.

4. Васильковский А., Зиновьев Г.С. Силовая электроника. Ч. 3: Метод. руководство к лабораторным работам. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000. – 35 с.

5. Зиновьев Г.С. Электромагнитная совместимость устройств силовой электроники (электроэнергетический аспект). – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1998. – 90 с.

6. Бирзниекс Л.В. Импульсные преобразователи постоянного тока. – М.: Энергия, 1974. – 256 с.

7. Севернс Р., Блюм Г. Импульсные преобразователи постоянного напряжения для систем вторичного электропитания. – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 294 с.

8. Четти П. Проектирование ключевых источников электропитания. – М.: Энергоатомиздат, 1990. – 240 с.

9. Силовая электроника // ТИИЭР. – Т. 76. – 1988. – № 4.

10. Булатов О.Г., Царенко А.И. Тиристорно-конденсаторные преобразователи. – М.: Энергоиздат, 1982. – 216 с.

11. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники. – М.: ВШ, 1980. – 421 с.

12. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. – М.: Радио и связь, 1989. – 160 с.

13. Васильев А.С., Слухоцкий А.Е. Ионные и электронные инверторы высокой частоты. – М.: ГЭИ, 1961. – 178 с.

14. Толстов Ю.Г. Автономные инверторы тока. – М.: Энергия, 1978. – 208 с.

15. Раскин Л.Я. Стабилизированные автономные инверторы тока на тиристорах. – М.: Энергия, 1970. – 96 с.

16. Лабунцов В.А., Ривкин Г.А., Шевченко Г.И. Автономные тиристорные инверторы. – М.: Энергия, 1967. – 159 с.

17. Беркович Е.И., Ивенский Г.В., Иоффе Ю.С., Матчак А.Т., Моргун В.В. Тиристорные преобразователи повышенной частоты для электротехнологических установок. – Л.: Энергоатомиздат, 1983. – 208 с.

18. Шапиро С.В., Казанцев В.Г., Карташев В.В., Киямов Р.Н. Тиристорные генераторы ультразвуковой частоты. – М.: Энергоатомиздат, 1986. – 142 с.

19. Донской А.В., Кулик В.Д. Теория и схемы тиристорных инверторов повышенной частоты с широтно-импульсным регулированием. – Л.: Энергия, 1980. – 158 с.

20. Кантер И.И. Преобразовательные устройства в системах автономного электроснабжения. – Саратов: СГУ,1989. - 260 с.

21. Гончаров Ю.П., Ермуратский В.В., Заика Э.И., Штейнберг А.Ю. Автономные инверторы. – Кишинев: Штиинца, 1974. – 336 с.

22. Стабилизированные автономные инверторы с синусоидальным выходным напряжением. - М.: Энергия, 1972. – 152 с.

23. Зиновьев Г.С. Прямые методы расчета энергетических показателей вентильных преобразователей. – Новосибирск: Изд-во НГУ, 1990. – 220 с.

24. Артым А.Д. Ключевые генераторы гармонических колебаний. – М.-Л.: Энергия, 1972. – 168 с.

25. Моин В.С. Стабилизированные транзисторные преобразователи. – М.: Энергоатомиздат, 1986. – 376 с.

26. Тонкаль В.Е., Гречко Э.Н., Кулешов Ю.Е. Оптимальный синтез автономных инверторов с амплитудно-импульсной модуляцией. – Киев: Наукова Думка, 1987. – 220 с.

27. Забродин Ю.С. Автономные тиристорные инверторы с широтно-импульсным регулированием. – М.: Энергия, 1977. – 136 с.

28. Копылов И.П. Математическое моделирование электрических машин. – М.:

ВШ, 1987. – 248 с.

29. Современные энергосберегающие технологии / ЛЭТИ. – С.-Пб, 2000. – 548 с.

30. Липковский К.А. Трансформаторно-ключевые исполнительные структуры преобразователей переменного напряжения. – Киев: Наукова думка, 1983. – 216 с.

31. Гельман М.В., Лохов С.П. Тиристорные регуляторы переменного напряжения.

– М.: Энергия, 1975. – 104 с.

32. Стабилизаторы переменного напряжения с высокочастотным широтноимпульсным регулированием / Кобзев А.В., Лебедев Ю.М., Михальченко Г.Я. и др. – М.: Энергоатомиздат, 1986. – 152 с.

33. Берштейн И.Я. Тиристорные преобразователи частоты без звена постоянного тока. – М.: Энергия, 1968. – 88 с.

34. Жемеров Г.Г. Тиристорные преобразователи частоты с непосредственной связью. – М.: Энергия, 1977. – 280 с.

35. Джюджи Л., Пелли Б. Силовые полупроводниковые преобразователи частоты.

– М.: Энергоатомиздат, 1983. – 400 с.

36. Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.Н. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. – Киев: Наукова Думка, 1988. – 224 с.

37. Шидловский А.К., Козлов А.В., Комаров Н.С., Москаленко Г.А. Транзисторные преобразователи с улучшенной электромагнитной совместимостью. – Киев: Наукова думка, 1993. – 271 с.

38. Шидловский А.К., Федий В.С. Частотно-регулируемые источники реактивной мощности. – Киев: Наукова думка, 1980. – 304 с.

39. Писарев А.Л., Деткин Л.П. Управление тиристорными преобразователями. – М.: Энергия, 1975. – 40. Грабовецкий Г.В., Куклин О.Г., Харитонов С.А. Непосредственные преобразователи частоты с естественной коммутацией для электромеханических систем. Ч.1. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1997. – 60 с.

41. Абрамов А.Н. Специальные режимы преобразователей. Ч. 2. Вентильные преобразователи в замкнутых системах управления / НЭТИ. – Новосибирск, 1979. – 77 с.

42. Power Electronics // Proc. IEEE., 1994, № 10.

Алгоритм управления асинхронный многоканальный одноканальный 163, по обобщенному вектору 189, программный раздельный 132, следящий совместный с узким импульсом с широким импульсом Вентили обратного тока 56, отсекающие 56, Выпрямитель обратного тока Инверторы автономные напряжения 13, • одноуровневый • многоуровневый 88, 106, резонансные • параллельные • последовательно-параллельные • последовательные • с умножением частоты • многоячейковые • класса Е тока 52, • с выпрямителем обратного тока • с отсекающими вентилями • с тиристорным регулятором Ключи резонансные Компенсаторы неактивных мощностей искажения («активный фильтр») комбинированные (FACTS, гибкие линии) реактивной Кратность частоты коммутации Матрица коммутационная выходного напряжения Методы расчета осреднения прямой Модель математическая много входов – много выходов (МВМВ) Преобразователи (регуляторы) напряжения • квазирезонансные • повышающе-понижающие 24, 27, • с дозированной передачей энергии переменного в переменное • с вольтодобавкой 113, • с фазовым регулированием • с широтно-импульсным регулированием • с управляемым энергообменом Преобразователи частоты с непосредственной связью Такт коммутации 10, 85, 115, Трансформатор «электронный»

Устройство сброса Характеристика преобразователя