«УСТРОЙСТВА ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ Под редакцией профессора В.С. Плаксиенко Рекомендовано Министерством образования Российской Федерации в качестве учебного пособия для студентов, обучающихся по специальности 200700 ...»

Такой четырехполюсник описывается двумя линейными уравнениями, связывающими между собой напряжения и токи на его входе и выходе. В системе Y- параметров уравнения четырехполюсника имеют вид Следует учесть, что Y- параметры в общем случае являются комплексными числами и значит зависят от частоты.

Y- параметры определяются при коротком замыкании на входе и на выходе:

Y I - обратная взаимная проводимость, обусловленная Y наличием внутренней ОС;

I - прямая взаимная проводимость (крутизна);

Y Y S - угловая частота, на которой крутизна Y21 уменьшается в 2 раз;

Полная обобщенная эквивалентная схема усилителя, которая содержит источник сигнала, эквивалентную схему активного элемента и нагрузку, приведена на рис. 4.12.

Для эквивалентной схемы можно записать - суммарная проводимость контура и нагрузки, пересчитанная к выходу четырехполюсника (к точкам 2-2’).

Знак минус в выражении (4.3) появляется вследствие того, что падение напряжения от тока I2 на нагрузке в точках 2-2 противоположно напряжению U2. Коэффициенты включения где U 2 — напряжение на коллекторе, U K — напряжение на контуре, Коэффициент усиления каскада равен Отношение U 2 найдем из второго уравнения (4.1) четырехпоU люсника, подставив туда из (4.3) значение 2 U 2Y. Имеем Тогда коэффициент передачи где щая эквивалентной резонансной проводимости контура.

Тогда коэффициент усиления примет вид где 1 0 - обобщенная расстройка, dЭ — эквивалентное затухание контура, 0 — резонансная частота.

Сопоставляя выражения резонансного коэффициента передачи резонансного усилителя преселектора (4.9) и резонансного коэффициента передачи входной цепи (3.1) видим, что они отличаются только знаком и значением проводимостей: -в выражении (3.1) и Y21 ZA Устройства приема и обработки сигналов выражении (4.9). Это означает, что многие выводы, сделанные при анализе входных цепей, могут быть распространены и на резонансный усилитель.

Положив = 0 находим резонансный коэффициент усиления Поскольку К0 зависит от коэффициентов m и n, то должны существовать оптимальные значения m n при которых К0 будет максимальным.

Оптимальные значения m и n найдем при условии ограничения величины затухания контура где D- коэффициент шунтирования.

По аналогии со входной цепью имеем При этом максимальное значение резонансного коэффициента усиления равно Коэффициент усиления максимален при одинаковом шунтировании контура как со стороны выхода усилительного каскада, так и со стороны нагрузки т.е., при При малом собственном затухании контура, т.е. при D>>1 усиление достигает предельного значения Уравнение резонансной кривой усилителя описывается выражением где — неравномерность АХЧ.

При малых расстройках Y21 Y21, тогда 1 1 2f, откуда Фазовая характеристика Входная проводимость усилителя в точках 1-1’ (рис. 4.12) определяется из первого уравнения, описывающего четырехполюсник (4.1) Ранее было найдено U Отсюда видно, что Устройства приема и обработки сигналов Аналогично можно найти выходную проводимость усилительного прибора в точках 2-2’ где YИ — проводимость источника (рис. 4.12).

Согласно (4.12), (4.13) входная проводимость зависит от проводимости нагрузки, а выходная – от проводимости источника сигнала. Эта зависимость обусловлена проводимостью обратной связи Y12.

4.4. Влияние внутренней обратной связи на свойства Обратная связь в усилителях возможна через цепи питания, соединительные цепи усилителя, а также через проводимость внутренней обратной связи Y12.

Паразитную обратную связь через цепи питания и соединительные цепи можно значительно ослабить рациональным построением схем, цепей и узлов приемника.

Проводимость Y12 обусловлена активным элементом. В общем случае она может быть записана в виде где 12 = R12C12.

На эквивалентной схеме (рис. 4.13) для наглядности элементы внутренней обратной связи УП показаны в виде внешней цепи. Пусть выходной контур LK2 CK2 настроен на ту же частоту, что и входной контур LK1 CK1.

Проводимость Y12 создает на входе усилителя дополнительный ток 1, что приводит к появлению дополнительного изменения входной проводимости. Проводимость Y ВХ называют входной динамической проводимостью.

Из выражения (4.12) имеем Y Э2 — полная проводимость второго контура, где вый сдвиг, создаваемый Y12 Y21 ;

m 2 Y12 Y21 — добавочная проводимость, вызванная обратной связью.

При отклонении частоты от резонансной существенно изменяется только обобщенная расcтройка, величина А изменяется незначительно.

Рассмотрим влияние Gвх ос и Ввх ос на форму резонансной кривой усилителя.

На рис. 4.14 представлена зависимость активной составляющей входной проводимости обратной связи (рис.4.14,а) и коэффициента передачи (рис. 4.14,б) от расстройки :

Положительная ОС Отрицательная ОС Как видим из рис. 4.14,а, с изменением частоты проводимость Gвх ос меняет знак. Если Gвх ос положительна, то она вносит потери во входной контур, т.е. уменьшает коэффициент усиления каскада. В этом случае имеет место отрицательная обратная связь. Если Gвх ос отрицательная, то это означает, что потери в контуре частично компенсируются.

Это увеличивает коэффициент усиления рассматриваемого каскада.

На рисунке 4.14,б показано, штриховой, линией изменение резонансной кривой в зависимости от расстройки. Эта кривая отражает качественное влияние активной составляющей Gвх ос. Сплошной линией на рис. 4.14,б показана резонансная кривая усилителя без учета влияния внутренней обратной связи.

Зависимость реактивной составляющей индуктивная характеристика емкостная Влияние реактивной составляющей на форму резонансной кривой выражена в том, что резонансная кривая деформируется. Таким образом, внутренняя обратная связь приводит к деформации резонансной характеристики (рис. 4.15,б) и может вызвать самовозбуждение из-за отрицательной проводимости G ВХ ОС.

4.5. Устойчивость резонансного усилителя Под устойчивой работой усилителя следует понимать такие условия его работы, при которых деформация амплитудно–частотной характеристики из–за действия внутренней обратной связи находится в допуУстройства приема и обработки сигналов стимых пределах. Чтобы характеризовать устойчивость в широком смысле, т.е. определить степень удаленности от самовозбуждения вводят понятие коэффициента устойчивости:

При n12GВХ.ОС = 0, kуст = 1 что означает отсутствие обратной связи и максимальную устойчивость усилителя. При kуст = 0 усилитель может самовозбудиться.

Рекомендуются следующие значения коэффициентов устойчивости kуст:

0,92 - высокая устойчивость, = 0,8... средняя устойчивость, = 0,7...0,8- низкая устойчивость.

При kуст = 0,7...0,8 изменения коэффициента усиления и полосы пропускания под действием обратной связи не превышают 10...20% 4.6. Способы повышения устойчивости резонансных усилителей Существуют пассивные и активные методы повышения устойчивости. Пассивные методы сводятся к уменьшению фактического коэффициента усиления, т.е. до уровня выполнения неравенства Это можно сделать, например, уменьшением коэффициентов включения контуров или R0Э. Итак, если при расчете оказывается, что коэффициент усиления каскада больше, чем К0уст, то принимают и рассчитывают коэффициент усиления согласно (4.10) В выражениях (4.19)-(4.21) принято:

n1 – должен быть известен из расчета предыдущего каскада;

=0L= 1 – характеристическое сопротивление контура;

dЭ=dk+m22 G22+n22 GН– эквивалентное затухание контура.

Активные методы повышения устойчивости направлены на повышение устойчивости, К0уст и тем самым, позволяют в большей степени реализовать потенциальные усилительные возможности активного элемента. К активным методам относят нейтрализацию внутренней обратной связи с помощью специальных цепей и каскадное соединение активных элементов.

Возможны различные схемы нейтрализации: последовательная (Z - нейтрализация), параллельная (Y-нейтрализация), последовательно– параллельная (Н - нейтрализация). Мы рассмотрим нейтрализацию параллельного типа.

Схема нейтрализации параллельного типа, представляющая собой параллельное соединение двух четырехполюсников: активного элемента Y и нейтрализующего пассивного YN, представлена на рис. 4.16.

Условием нейтрализации является Y12 = YN. Следовательно, цепь нейтрализации должна быть аналогична цепи активного элемента, но при этом нейтрализация обратной связи должна подаваться в противофазе на Устройства приема и обработки сигналов вход активного элемента.

В избирательных усилителях достаточно легко обеспечить знак нейтрализующей обратной связи соответствующим включением в контур. На рис.4.17, а,б показаны возможные эквивалентные схемы параллельной нейтрализации.

Для рассматриваемых схем условием нейтрализации является равенство где k - коэффициент передачи напряжения от узла 2 к узлу 3 с учетом коэффициента трансформации контура.

Для повышения устойчивости эффективно применение каскодных схем. Наиболее распространенной является схема ОЭ-ОБ. Для такой схемы значение внутренней обратной связи примерно на два порядка ниже, чем для схемы с ОЭ.

4.7. Резонансный усилитель в диапазоне частот Рассмотрим резонансный усилитель с двойной автотрансформаторной связью (рис. 4.18).

Зависимость коэффициента усиления от частоты получим из (4.8) с учетом того,что где В этом случае m и n не зависят от частоты Устройства приема и обработки сигналов где М1 - взаимная индуктивность между L1 и основной частью контура LК;

М2 - взаимная индуктивность между L2 и основной частью контура LК.

Если S2 0, то крутизна Y21 практически постоянна. Эквивалентная добротность контура с ростом частоты уменьшается из-за вносимых затуханий со стороны выхода ( m 2 G 22 ) и со стороны нагрузки ( n 2G11 ), однако, уменьшение QЭ незначительно за счет слабой связи с каскадом и нагрузкой и поэтому К0 возрастает.

Полоса пропускания с ростом частоты расширяется Если резонансный усилитель выполнен на полевых транзисторах, (рис. 4.19) то n=1. Поскольку практически выполняется условие Y21 = S = const и QЭ=const, К0 возрастает с ростом частоты Теперь рассмотрим трансформаторную связь контура с коллектором транзистора (рис. 4.20). Эквивалентная схема усилителя представлена на рис. 4.21,а.

Усилительный элемент представлен генератором тока с проводимостью G22 и емкостью CВЫХ, которая кроме выходной емкости транзистора С22 включает емкость монтажа и емкость катушки связи LCB.Емкость контура С = С К + n2CВХ + СМ,где СМ - емкость монтажа.

Устройства приема и обработки сигналов На основании теоремы об эквивалентном генераторе эквивалентную схему рис. 4.21,а преобразуем к виду, показанному на рис. 4.21,б, где Е находится как напряжение холостого хода между точками 22':

Так как G2202, то есть m=M/ LK.

Зависимость резонансного коэффициента усиления от частоты также как при двойной автотрансформаторной связи т.е. К0 возрастает с увеличением частоты.

2. При 2СВ Um2 - UВЫХ не зависит от Um2.

В зависимости от вида нелинейной цепи и способа ее включения различают однотактные, балансные и кольцевые ФД. В качестве нелинейного элемента используют диоды и транзисторы.

Для осуществления фазового детектирования к диоду (рис. 9.3) прикладывается входной сигнал и опорное напряжение;

Устройства приема и обработки сигналов напряжение ЕД на выходе ФД определяется выражением полученным при предположении, что UВХU0.

Принцип действия такого ФД можно пояснить, рассматривая его не как параметрическую цепь, а как систему с амплитудным детектированием суммы двух гармонических колебаний (uВХ и u0). На входе такого АД действует суммарное напряжение u.= uВХ + u0. Эти два колебания имеют одинаковую частоту, но разные фазы. В результате векторного сложения двух напряжений получают напряжение той же частоты, но Напряжение на выходе АД с коэффициентом передачи Кд Согласно (9.2) напряжение ЕД на выходе ФД зависит от входного сигнала; вид зависимости ЕД от определяется отношением UВX/U0. В общем случае характеристика детектирования существенно отличается от косинусоиды (рис. 9.2). Если UВХU0, то КД(U0+UВХcos).

Таким образом, при малых амплитудах входного сигнала характеристика детектирования однотактного диодного ФД имеет косинусоидальную форму. Если UВХU0, то в этом случае характеристика детектирования представляет собой кривую, сильно отличающуюся от косинусоиды.

Функциональная схема балансного ФД векторомерного типа приведена на рис. 9.4, где Инв. – инвертор. Фаза напряжения сигнала, подаУчебное пособие ваемого на оба сумматора С1 и С2, одинакова, а напряжение опорного генератора подается на сумматоры в противофазе.

Принципиальная схема (рис. 9.5) представляет собой два диодных однотактных ФД, каждый из которых работает на свою нагрузку. В результате на выходе каждого плеча ФД создается напряжение Е Д1 и ЕД встречной полярности, поэтому ЕД=ЕД1 – ЕД2.

Входное напряжение подводится к диодам в противоположной полярности, поэтому фаза напряжения u1ВХ отличается от фазы u11ВХ на 180°. Опорное напряжение прикладывается к диодам в одинаковой фазе, поэтому Устройства приема и обработки сигналов Следовательно На основе балансного фазового детектора по аналогии с частотным детектором с управляемой характеристикой может быть построен фазовый детектор с взаимными обратными связями, если к выходам сумматоров С1 и С2 (рис. 9.4) подключить детектор с обратными связями, схема которого приведена на рис. 8.8,а.

Статическая детекторная (дискриминационная) характеристика такого ФД имеет вид, представленный на рис. 9. Рассмотрение рис. 9.6 показывает, что детекторная характеристика, в зависимости от глубины обратных связей, может принимать любые формы от исходной, формируемой векторомерным детектором, до релейной (в средней части). Однако главное преимущество схемы с обратными связями – получение устойчивой к помехам относительной дискриминационной характеристики.

Схема кольцевого ФД имеет вид, представленный на рис. 9.7.

Можно рассматривать кольцевой ФД как соединение двух балансных, работающих на общую нагрузку. Один выполнен на VD1 и VD2, другой - на VD3 и VD4. При прочих равных условиях выходное напряжение в 2 раза меньше, чем у балансного. В кольцевом ФД компенсируются четные гармоники входных сигналов, т.е. эффективно подавляются вредные продукты нелинейного преобразования.

Недостатками рассмотренных схем являются малый коэффициент передачи и малое входное сопротивление, которое сильно зависит от величины и симметричности нагрузки.

Устройства приема и обработки сигналов В современных РПрУ широкое применение находят ФД с усилительными приборами. Принцип действия основан на использовании усилительного прибора в ключевом режиме. Такие ФД называются ключевыми. Частота коммутации в них должна совпадать с частотой входного сигнала. Различают ключевые ФД с симметричным и несимметричным входами. В симметричных ФД входное напряжение детектируемого сигнала подводится к управляющим входам обоих усилительных приборов в противофазе (рис. 9.8).

Коммутирующее (опорное) напряжение той же частоты, что и входного сигнала, подается на стоки обоих полевых транзисторов в одинаковой фазе. ФД выполнен по схеме истокового повторителя.

Выходное напряжение Несимметричный ФД получаем при отключении одного ключа.

ФД на основе истокового повторителя имеет коэффициент передачи меньше единицы.

При использовании полевого транзистора по схеме с общим истоком можно получить коэффициент передачи больше единицы (рис. 9.9).

Если нагрузочные цепи включить в цепи стоков, то Основной недостаток ключевых ФД связан с дрейфом нуля.

В симметричных ФД предусматривается балансировка с помощью переменных резисторов. Важное преимущество — простота выполнения по технологии интегральных блоков. На рис.9.10 приведены диаграммы, поясняющие работу детектора.

Устройства приема и обработки сигналов 9.1.5. ФД на логических дискретных элементах Структурная схема подобного ФД показана на рис. 9.11. Устройство формирования (УФ) преобразует аналоговый гармонический сигнал в импульсное напряжение. Напряжения u1 и u2 подаются на цепь И.

Напряжение u на выходе цепи И создается только при одновременном действии напряжений u0 и uВХ Диаграмма напряжения на выходе цепи И показана на рис. 9.12.

Фильтр нижних частот выделяет постоянную составляющую напряжения ЕД. Напряжение ЕД линейно зависит от фазы. Характеристика детектирования ФД показана на рис. 9.13.

Выводы Фазовое детектирование осуществляется с помощью параметрической цепи, в которой источник опорного напряжения должен быть синхронным с источником сигнала.

Различают однотактный, балансный и кольцевой аналоговые фазоУстройства приема и обработки сигналов вые детекторы.

3. Перспективными являются схемы ФД ключевого типа и на логических дискретных элементах, которые реализуются в интегральном исполнении.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

Нарисуйте принципиальную схему и поясните принцип действия однотактного диодного ФД.

Рассмотрите принципиальную схему и поясните особенности балансного диодного ФД.

Нарисуйте структурную схему и с помощью диаграмм напряжений поясните принцип работы ключевого ФД.

Сравните свойства балансной и кольцевой схем ФД.

Изобразите функциональную схему ФД на логических элементах и поясните ее работу с помощью временных диаграмм.

Ограничителем называют устройство, обеспечивающее постоянство выходного напряжения при изменении входного напряжения в определенных пределах. Ограничители можно подразделить на ограничители мгновенных значений и амплитудные.

В ограничителях мгновенных значений обеспечивается постоянство максимальных либо минимальных напряжений на выходе, либо и тех и других. На рис. 10.1,а приведена одна из возможных форм напряжения на входе ограничителя по максимуму и по минимуму с двумя порогами ограничения: Unopmax и Uпopmin. На рис. 10.1,б показана форма ограниченного напряжения: в интервале времени от t2 до t3 напряжение uВХ превышает значение UПОРmax, при этом напряжение UВЫХ постоянно; в интервале от t4 до t5 uВХ < Uпopmin, т. е. ограничитель обеспечивает на выходе постоянное (в частности, нулевое) напряжение. В интервале t1—t2 и t3—t4 напряжение uВЫХ повторяет форму напряжения uВХ. Особенность ограничителей мгновенных значений заключается в том, что напряжение на их выходе по форме отличается от входного напряжения; напряжение uВЫХ, как правило, имеет участки с постоянным напряжением.

Амплитудные ограничители (АО) служат для ограничения синусоидальных колебаний с медленно изменяющейся амплитудой. Диаграммы напряжений на входе и выходе АО показаны на рис. 10.2.

Напряжение на выходе АО постоянно по амплитуде, однако его фаза и частота при ограничении практически не изменяются. Такие ограничители устраняют только паразитную амплитудную модуляцию, не внося заметных искажений в частотную и фазовую модуляцию. Ограничители применяются в приемниках по той причине, что существующие частотные детекторы создают на выходе напряжение, как правило, одновременно зависящее как от частоты, так и от паразитной сопутствующей Устройства приема и обработки сигналов амплитудной модуляции, при наличии которой детекторы без АО дают неоднозначный результат.

Операция ограничения — нелинейная, при этом возникает ряд гармонических составляющих напряжения. Для обеспечения на выходе АО гармонического напряжения необходимо после нелинейного преобразования напряжения uВХ осуществить фильтрацию первой гармоники входного колебания, поэтому схема АО включает в себя нелинейную цепь и фильтр, выделяющий первую гармонику тока на выходе цепи. Если из этого устройства исключить фильтр, то можно получить ограничитель мгновенных значений. В зависимости от вида нелинейной цепи АО подразделяются на диодные и транзисторные.

Диодный АО (рис. 10.3) — резонансный одноконтурный усилитель с автотрансформаторными цепями связи контура с выходом транзистора и входом последующего каскада, в котором параллельно контуру подключен диод с источником постоянного смещения Е Д, (схема с фиксированным смещением). Вместо источника можно включить RС-цепь (схема с автоматическим смещением), напряжение Е Д получается за счет детектирования напряжения на контуре UК; так как постоянная времени ==RC выбирается достаточно большой, то напряжение Е Д, при изменении огибающей напряжения на контуре, практически не меняется.

Принцип работы диодного АО состоит в следующем. Если амплитуда напряжения на контуре UК < EД., то диод закрыт и не оказывает влияния на контур. В этом случае устройство работает как обычный усилитель и UК=K'0UВX, где К10 == UК/UВХ. Если UК EД, то диод открывается, его входное сопротивление начинает шунтировать контур, затухание последнего увеличивается, его эквивалентное сопротивление Rэ при резонансе уменьшается, следовательно, снижается коэффициент усиления К0, что обеспечивает примерное постоянство напряжения на выходе АО.

Основная зависимость АО — амплитудная характеристика (АХ), показывающая, как изменяется амплитуда выходного напряжения UK ~ UВЫХ при изменении напряжения UВХ на входе (рис. 10.4). Пороговое напряжение UПOР показывает, с какого входного напряжения усилитель начинает работать как АО. Чем ближе АХ к идеальной (горизонтальная прямая), тем лучше ограничительные свойства АО. Форма амплитудной характеристики АО зависит от произведения RЭgД, где gД – входная проводимость диода. Чем больше произведение RЭgД, тем ближе АХ к идеальной.

Существует несколько разновидностей транзисторных АО. Простейший транзисторный АО аналогичен обычному транзисторному усилителю. В отличие от усилителя транзистор АО работает в нелинейном режиме, для этого коллекторное напряжение Е берут несколько меньше, чем в обычном усилителе; напряжение UВХ имеет достаточно большую амплитуду. На выходных характеристиках транзистора iК =F(uКЭ) (рис. 10.5) построена динамическая характеристика переменного тока (нагрузочная прямая), угол наклона которой определяется сопротивлением RЭ контура.