«ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ Методические указания к курсовому проектированию по дисциплине Радиоэлектронные системы для студентов дневной и заочной форм обучения Севастополь 2011 2 УДК 621.369.9 ...»

Отсчет азимута цели, находящейся на одном из радиусов радиально-круговой развертки, выполняют относительно исходного (нулевого) направления по шкале, нанесенной по окружности экрана. В бортовых РЛС нулевым азимутом считают обычно направление продольной оси самолета или морского судна. В стационарных РЛС привязку угломерной шкалы производят к направлению на север.

2. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ЗОНДИРУЮЩЕГО СИГНАЛА

2.1. Выбор рабочей длины волны передатчика РЛС Выбор длины волны сигнала передатчика РЛС производится из условий обеспечения следующих основных характеристик системы:

максимальной дальности действия РЛС, которая снижается при укорочении длины волны из-за возрастания поглощение энергии радиоволн в реальной атмосфере;

разрешающей способности по угловым координатам и погрешности их измерения, которые определяются шириной ДН антенны и улучшаются при укорочении длины волны.

При этом необходимо учитывать взаимосвязь этих характеристик. На более коротких волнах проще реализуются как более высокая точность определения угловых координат, так и угловая разрешающая способность РЛС. Однако при укорочении длины волны с одной стороны, возрастает поглощающее и рассеивающее действия гидрометеоров (дождь, снег, облака) и затухание в атмосфере, а с другой стороны, при сохранении размеров антенны укорочение длины волны приводит к увеличению дальности обнаружения вследствие увеличения КНД антенны.

Для увеличения дальности действия РЛС проектанты обычно стремятся выбрать максимально допустимый размер антенны и минимальную рабочую длину волны. При этом студент должен учитывать, что геометрические размеры антенн стационарных наземных РЛС в большинстве случаев не превышают 4…6 метров.

Для мобильных и корабельных РЛС размеры антенн составляют 1,5…3 метра, а для самолетных –– менее 1,5 метра. Необоснованное увеличение размеров антенн при выполнении курсовой работы недопустимо.

Следует учитывать, что системы радиолокации работают на частотах от средневолнового до оптического диапазонов. Каждая частотная область обладает определенными преимуществами и недостатками при использовании её для решения конкретных радиолокационных задач. Границы специальных диапазонов частот [10], выделенных Международным Союзом Электросвязи (МСЭ) для радиолокации, приведены в таблице 2.1.

Использование диапазона частот менее 100 МГц для систем радиолокации в настоящее время признано нецелесообразным из-за мешающих отражений радиоволн от ионосферы, высокого уровня шумов, необходимости больших размеров антенн и ряда других причин. Эти частоты использовались в первых РЛС периода второй мировой войны. В настоящее время они применяются в радиоастрономии, при ионосферном зондировании, когда высоту различных слоев ионосферы измеряют радиолокационными методами, и в стационарных, мощных РЛС загоризонтной локации с дальностью действия до 8 тыс. км для обнаружения запусков баллистических ракет и ядерных взрывов.

Таблица 2.1. –– Диапазоны частот, применяемые в радиолокации (регламент МСЭ) Крайне высокие частоты (КВЧ) 33,40... 36,00 ГГц 8,3... 8,9 мм Диапазон №8 (ОВЧ) используется в РЛС дальнего обнаружения с большими антенными полотнами и большой излучаемой мощностью передатчика. Эти РЛС обеспечивают относительно низкие разрешающие способности по угловым координатам, но имеют достаточно простое и надежное приемо-передающее оборудование.

Диапазон №9 (УВЧ) удобен для создания надежных РЛС наблюдения за воздушным пространством с большой дальностью действия до 800 км, с качественными системами селекции движущихся целей (СДЦ) за счет высокостабильного генераторного приемопередающего радиооборудования. Радиоволны этого диапазона, как и ОВЧ, не испытывают существенных ослаблений в атмосфере и отражений от гидрометеоров (дождя, тумана, снега...).

Диапазон №10 (СВЧ) наиболее широко используется для построения РЛС средней дальности, как военного назначения (сопровождения воздушных целей, наведения и управления оружием), так и гражданских РЛС (береговых, судовых, самолетных навигационных; управления воздушным движением и др.). Достоинствами РЛС этого диапазона являются: небольшой вес и габариты РЛС, что особенно важно для бортовых систем; высокие разрешающие способности и точности измерения РЛС по дальности и угловым координатам. Однако поглощение энергии радиоволн в атмосфере и гидрометеорах, которое возрастает в коротковолновой части СВЧ диапазона, приводит к значительному снижению дальности действия РЛС.

Диапазон №11 (КВЧ) может использоваться только для РЛС малой дальности, так как затухание радиоволн, поглощение и отражение от осадков, высокий уровень внешних шумов, довольно низкая чувствительность приемников и сложность получения большой мощности передатчика приводит к ухудшению энергетических характеристик системы. Главными достоинствами станций КВЧ диапазона является сверхмалые габариты и вес, высокие точность и разрешение при относительно малых размерах антенн, незначительное взаимное влияние различных РЛС.

Поскольку от выбора рабочей длины волны зависит целый ряд характеристик РЛС, то её значение не может быть однозначно вычислено по техническим параметрам, заданным для проектирования РЛС. Поэтому следует произвести предварительный расчет нескольких значений, удовлетворяющих тем или иным основным заданным параметрам станции, и после анализа полученных результатов выбрать из них наиболее целесообразный. При предварительном выборе целесообразно остановиться на среднем значении частоты в диапазонах, приведенных в столбце 4 таблицы 2.1.

2.1.1. Оценка длины волны по заданным энергетическим показателям.

На первом этапе при выборе рабочей длины волны, предпочтение отдается энергетическим показателям станции, которые определяются уравнением дальности радиолокации с учетом поглощения энергии радиоволн в атмосфере:

PИ S A ЭФФ

РИ –– мощность сигнала передатчика, Вт;

SA –– эффективная площадь приемопередающей антенны, м2 ;

ЭФФ –– эффективная площадь рассеяния цели, м2 ;

PПР. МИН –– мощность сигнала на входе приемника, достаточная для нормальной А, О –– удельные коэффициенты поглощения энергии радиоволн в атмосфере lA, lO –– длина пути распространения радиоволн в атмосфере и осадках, км.

Анализ выражения (2.1) показывает, что с одной стороны использование более коротких длин волн при неизменной эффективной площади SA антенны приводит возрастанию направленных свойств антенны и к увеличению максимальной дальности действия DМАКС. Однако, при укорочении длины волны возрастает поглощение энергии О в осадках (дождь, снег, туман и т.п.) и молекулярное затухание А в атмосфере. Кроме того, следует учитывать, что при уменьшении рабочей длины волны возрастает средняя эффективная площадь рассеяния (ЭПР) реальных целей – ЭФФ, повышается коэффициент шума входных цепей приемника kШ, что приводит к необходимости увеличивать мощность сигнала на входе приемника РПР МИН, усложняется генераторное оборудование радиопередатчика, которое должно обеспечить необходимую мощность РИ излучаемого сигнала.

Результаты расчета требуемой мощности передатчика [5] по формуле (2.1), необходимой для обеспечения максимальной дальности действия на различных длинах волн приведены на рисунке 2.1. Нормировка производилась к мощности излучения на длине волны 25 см. При расчете дополнительно учитывались:

поглощение энергии радиоволн в парах воды, кислороде воздуха и дождей интенсивностью 4 мм/час по всей трассе;

зависимость эффективной площади рассеяния реальной сосредоточенной цели (самолет) от длины волны;

возрастание шумовой температуры приемника с балансным смесителем на входе при повышении рабочей частоты РЛС.

Анализ полученных результатов показывает, что для РЛС с разными дальностями действия существуют оптимальные длины волн, на которых необходимая мощность излучаемых колебаний минимальна.

2.1.2. Оценка длины волны по угловой разрешающей способности. Разрешающая способность обзорной РЛС по угловым координатам ( ) обычно определяется шириной диаграммы направленности антенны 0,5 по уровню половинной мощности (см. раздел 6). Для наиболее распространенных в настоящее время зеркальных антенн ширина диаграммы направленности (в радианах или градусах) может быть оценена приближенными формулами:

где lА –– линейный размер раскрыва антенны в соответствующей плоскости.

Следовательно, при заданных максимальных размерах антенны можно обеспечить требуемые ширину ДН и разрешающую способность по азимуту или углу места подбором рабочей длины волны, которая должна удовлетворять условиям:

где АЗ, УМ –– коэффициенты ухудшения потенциальной разрешающей способности по азимуту и углу места в устройствах обработки и индикации. Для большинства РЛС величина АЗ, УМ составляет 1,5...2.

Вычисленное значение является максимально возможной длиной волны, обеспечивающей заданную угловую разрешающую способность.

РНОРМ Рисунок 2.1 –– Зависимости нормированной мощности сигнала передатчика РНОРМ, необходимой для обеспечения дальности 2.1.3. Оценка длины волны по заданной погрешности измерения угловых координат. Погрешность измерения угловых координат в обзорных РЛС оценивается по методике, изложенной в разделе 7. Потенциальная среднеквадратическая погрешность измерения угловой координаты () определяется шириной диаграммы направленности антенны по соответствующей угловой координате где qСИП –– параметр обнаружения сигнала с известными параметрами (СИП),который характеризует отношение сигнал /шум. Точно параметр qСИП вычисляется по формуле (5.11) На предварительном этапе для обычных РЛС можно принять qСИП 20...30.

Учитывая (2.2) из формулы (2.4) получаем максимальное значение длины волны, которое обеспечивает заданную погрешность измерения угловых координат:

где –– коэффициент ухудшения потенциальной точности в устройствах обработки и индикации ( = 1,5...4).

2.1.4. Оценка длины волны с учетом маскирующего действия гидрометеоров.

Если заданием на проектирование предусмотрена работа РЛС в условиях осадков (дождь, туман и др.), то обнаружение цели возможно только при условии, что средняя ЭПР цели ЭФФ в 5.. 10 раз превышает максимальную эффективную площадь рассеяния осадков

с И D МАХ АЗ УМ О УД

Целесообразно построить график зависимости О (D) для заданной интенсивности осадков и определить длину волны, при которой ЭПР цели превышает в 5…10 раз величину О. Если выбрать длину волны короче полученного значения, то максимальная дальность действия РЛС сократится и будет определяться не уравнением дальности (2.1), а маскирующим действием гидрометеоров.

После сравнения результатов вычисления длины волны в соответствии с пп. 2.1.1…2.1.4 следует выбрать рабочую длину волны для проектируемой РЛС.

2.2. Выбор периода следования зондирующих сигналов В импульсных дальномерных РЛС период зондирующих импульсов TИ выбирается из условия однозначного измерения дальности D и должен быть больше максимально возможной задержки эхо-сигнала:

В большинстве РЛС период следования выбирается в 2...3 раза больше рассчитанного по формуле (2.7) для исключения появления на экране индикатора отражений от крупных объектов, которые находятся на двойной дальности. Более увеличивать TИ не следует, потому что это приведет к уменьшению количества импульсов, накапливаемых за время облучения цели (импульсов в пачке) и, как следствие, к снижению энергии принимаемых сигналов.

В когерентных импульсных РЛС с системой селекции движущихся целей (СДЦ) применяются плавные или скачкообразные изменения периода следования зондирующих импульсов от TИ MAКС до TИ MИН. Это позволяет исключить эффект «слепых скоростей», но сохраняется требование выполнения условия (2.7.).

В РЛС с непрерывным излучением (частотная дальнометрия) период частотной модуляции зондирующего сигнала целесообразно выбрать в 7... 15 раз больше расчетного значения (2.7).

2.3. Выбор длительности зондирующего сигнала Величина длительности зондирующего сигнала в импульсных РЛС оказывает влияние на целый ряд параметров системы.

2.3.1. Оценка длительности зондирующего импульса по разрешающей способности. Длительность зондирующего импульса И в некогерентных РЛС выбирается, прежде всего, исходя из требований разрешающей способности по дальности (D ) :

где D –– коэффициент ухудшения потенциальной разрешающей способности по дальности в устройствах обработки и индикации. На предварительном этапе этот коэффициент может быть принят (1,5...3).

2.3.2. Оценка длительности зондирующего импульса по заданной точности измерения дальности.

Вторым фактором, определяющим длительность зондирующего, импульса является ошибка измерения дальности (D ). Потенциальная ошибка для импульсных дальномеров оценивается по формуле:

поэтому следует выбирать где qСИП –– параметр обнаружения СИП (5.6);

D –– коэффициент ухудшения потенциальной точности измерения при обработке и индикации на предварительном этапе может быть принят (2...5).

2.3.3. Оценка длительности импульса по минимальной дальности действия импульсной РЛС.

Если заданием на проектирование определена минимальная дальность действия РЛС DМИН, то необходимо выбирать длительность зондирующего импульса:

так как прием сигналов, отраженных от целей во время излучения зондирующих импульсов, невозможен из-за замыкания входа приемника антенным переключателем. Инерционность антенного переключателя характеризуется временем восстановления, составляющим величину, близкую к длительности импульса (0,3…2) мкс.

Не следует выбирать значение длительности зондирующего импульса менее значений, полученных по формулам (2.8, 2.10, 2.11), так как уменьшение длительности импульса ведет к расширению его частотного спектра, что в свою очередь требует увеличения полосы пропускания приемника и приводит к ухудшению отношения сигнал-шум.

Применение сложных сигналов большой длительности (ЛЧМ или ФМн) позволяет за счет их сжатия обеспечить высокое разрешение (см. раздел 6).

3. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ АНТЕННЫ РЛС

– иглообразные (симметричные) ДН, у которых ширина по азимуту и углу места приблизительно одинакова;

– веерные (плоские) ДН, у которых ширина по азимуту и углу места существенно различаются.

Иглообразные диаграммы направленности применяются для точного измерения двух угловых координат объектов (азимута и угла места) в системах сопровождения воздушных целей, радиоуправления, наведение ракет и орудийной наводки, а так же в системах радиолокации планет и космических объектов, доплеровских измерителях путевой скорости и угла сноса самолета.

Веерные диаграммы направленности применяются в радиолокационных станциях, измеряющих, как правило, одну угловую координату объекта (азимут или угол места). При этом ширина ДН по измеряемой угловой координате должна быть малой (обычно 0,5...2°), чтобы обеспечить высокую разрешающую способность по углу () и малую погрешность измерения () угловой координаты. Во второй угловой плоскости ДН должна быть широкой и охватывать всю область возможного нахождения целей. Наземные РЛС кругового и секторного обзоров (аэродромные, береговые, судовые и самолетные навигационные РЛС, самолетные РЛС обзора земной поверхности) имеют веерные ДН с малой шириной луча по азимуту (см. рисунок 3.1, б,в), а аэродромные радиовысотомеры имеют узкую ДН в вертикальной (угломестной) плоскости и широкую –– в азимутальной (см. рисунок 3.1, а).

Кроме перечисленных существуют радиоэлектронные системы, в которых не требуется измерение угловых координат: геодезические радиодальномеры, самолетные радиовысотомеры, доплеровские измерители скорости автомобилей. Диаграммы направленности таких РЛС, как правило, симметричны, но имеют большую ширину и по азимуту, и по углу места для обеспечения работоспособности системы в широком диапазоне углов возможного нахождения цели.

При системном проектировании необходимо определить следующие основные технические характеристики антенн.

Ширина диаграммы направленности антенны по уровню половинной мощности (– 3 дБ) и уровень боковых лепестков. Ширина ДН определяется заданной разрешающей способностью по угловым координатам (см. раздел 6). Минимальную ширину ДН можно приблизительно оценить по заданным максимальным габаритным размерам антенного устройства lАЗ и lУМ и выбранной длине волны Если габаритные размеры антенны не определены заданием на проектирование, то следует учитывать, что в соответствии с типовыми требованиями размеры антенн судовых РЛС крупнотоннажных судов не должны превышать 3,5 метров, а малотоннажных судов –– 1,5 метра. У аэродромных РЛС управления воздушным движением максимальный раскрыв антенн достигает (4...9) метров. Самолетные РЛС обычно имеют антенны менее 1 метра, однако самолетные вдольфюзеляжные антенны РЛС бокового обзора могут иметь длину до 10…20 метров.

Выражения (3.1) справедливы для антенн, имеющих осевую симметрию при равномерном амплитудном и синфазном распределении поля в раскрыве, что позволяет получить минимальную ширину ДН и максимальный коэффициент усиления антенны. Однако при равномерном распределении поля в раскрыве велик уровень боковых лепестков (УБЛ), что недопустимо для большинства РЛС. Прием отраженных от целей сигналов и помех боковыми лепестками ДН вызывает ошибки при обнаружении и измерении координат объектов. Так, например, для большинства гражданских РЛС кругового и секторного обзора допустим УБЛ в угломестной плоскости (–15...–18) дБ, а в азимутальной плоскости –– (–24...–28) дБ. Для РЛС сопровождения, а также систем селекции движущихся целей этот уровень боковых лепестков должен быть менее (–26... –34) дБ.

Снижение УБЛ можно добиться использованием распределения поля, спадающего к краям раскрыва антенны, однако это приводит к расширение главного лепестка диаграммы направленности. В процессе проектирования разработчик должен обосновать требуемый уровень боковых лепестков, выбрать распределение поля в раскрыве антенны и используя данные таблицы 3.1, оценить ширину диаграммы направленности 0,5 и коэффициент использования поверхности антенны КИП.

Эффективная площадь антенны SЭФФ зависит от геометрической площади антенны SГ и коэффициента использования ее поверхности КИП.

При прямоугольном раскрыве (таблица 3.1) и различных распределениях поля по азимуту и углу места Коэффициент направленного действия антенны GНД, показывающий во сколько раз плотность потока мощности в максимуме ДН предлагаемой антенны МАКС больше, чем плотность потока мощности СР ненаправленной антенны Коэффициент усиления антенны G по мощности более полно характеризует антенну, так как учитывает потери в ней, выраженные через коэффициент полезного действия антенны А Для рупорных антенн КПД можно приблизительно принять А 0,95, для зеркальных антенн –– (0,8...0,9), а для линзовых и щелевых –– (0,75...0,85).

Завершая расчет параметров антенны, следует обосновать общие требования к ее конструкции с учетом технического задания на проектирование.

Таблица 3.1 –– Характеристики антенн с прямоугольным раскрывом Амплитудное распределение поля F(x) Антенны аэродромных радиовысотомеров (рисунок 3.1, а) имеют малую ширину ДН по углу места и большую ширину –– по азимуту, что позволяет при секторном обзоре по углу места обеспечить высокую разрешающую способность и точность измерения угла места цели.

В наземных береговых и портовых РЛС применяются антенны с веерной диаграммой направленностью (узкой по азимуту и широкой по углу места). Ориентация максимума такой ДН на линию горизонта позволяет обнаруживать и береговые и надводные объекты (см. рисунок 3.1, б). Судовые навигационные РЛС должны иметь расширенную ДН в угломестной плоскости для исключения «отрывания луча» от подстилающей поверхности при качке судна (см. рисунок. 3.1, в).

УМ = (0,5…1,5)° Рисунок 3.1 –– Веерные диаграммы направленности:

а) –– аэродромного радиовысотомера; б) –– береговой РЛС; в) –– судовой РЛС Для формирования таких диаграмм направленности отношение размеров антенн по азимуту и углу места составляет lАЗ / lУМ = 10...30.

В настоящее время в судовых РЛС наибольшее распространение получили зеркальные антенны (рисунок 3.2 а, б), а так же щелевые линейные решетки (рисунок 3.2, в).

Рисунок 3.2 –– Антенны РЛС с параболическим зеркалом (а), с зеркалом типа параболический цилиндр (б) и волноводно-щелевая решетка (в) В наземных РЛС обзора воздушного пространства (рисунок 3.3, а) и в самолетных РЛС обзора земной поверхности (рисунок 3.3, б) необходимо обеспечить постоянный уровень мощности сигналов, отраженных от целей на разных дальностях.

Для этого ДН по мощности в угломестной плоскости должна быть пропорциональна cosec2, где –– угол места цели. В азимутальной плоскости ДН должна оставаться узкой и ее ширина определяется разрешающей способностью по азимуту.

Распространенный способ получения ДН cosec2 состоит в применении зеркала, имеющего специальный профиль в вертикальной плоскости (рисунок 3.4). Полученная таким образом косеканс-квадратная диаграмма направленности может быть реализована только в ограниченном диапазоне углов места (1 –– больше 10°, а 2 –– меньше 70°).

Рисунок 3.3 –– Косеканская ДН антенн наземной (а) и самолетной (б) РЛС Размер раскрыва антенны в угломестной плоскости lУМ при этом должен быть не менее (15...20), что проводит к увеличению площади раскрыва и следует ожидать пропорционального возрастания КНД. Однако антенна с косекансной ДН имеет зеркала антенны с ДН cosec ность до подстилающей поверхности.

иметь симметричные ДН с достаточно большой шириной до (40...50) градусов для исключения влияния крена и тангажа самолета. Поэтому в этих РЛС применяют вибраторные и рупорные антенны, а также простые волноводно-щелевые синфазные решетки.

Для формирования иглообразного луча в РЛС точного измерения двух угловых координат в большинстве случаев используются параболические зеркальные антенны и фазированные антенные решетки. Как правило, эти антенны имеют узкие диаграммы направленности (0,5...2,0) градуса и большие геометрические размеры (до 5 метров), что затрудняет их быстрый поворот в пространстве. Поэтому в системах конического, спирального и строчного обзора, а так же в системах автоматического сопровождения по угловым координатам, наряду с медленным поворотом зеркала антенны применяют смещение облучателя относительно точки фокуса зеркала для быстрого перемещения (сканирования) ДН.

При коническом сканировании облучатель описывает окружность в фокальной плоскости зеркала (рисунок 3.5, а). При линейном сканировании облучатель смещается в фокальной плоскости зеркала из точки фокуса c сохранением постоянного фокусного расстояния F по прямой линии, например, «вверх-вниз» или «вправо-влево» (рисунок 3.5, б).

Рисунок 3.5 –– Зеркальные антенны: а) –– с коническим сканированием ДН;

б) –– линейным сканированием ДН; в) –– зависимости относительного КНД антенны от смещения оси ДН по отношению к её ширине.

Для повышения надежности и уменьшения числа подвижных деталей применяют установку нескольких фиксированных облучателей (рисунок 3.5, б). Эти облучатели либо поочередно подключаются на вход одного канала приемника (последовательный однолучевой обзор), либо подключаются параллельно на несколько независимых каналов многоканального приемника. Во втором случае одновременно обрабатываются сигналы антенны с многолепестковой ДН (параллельный многолучевой обзор).

При расчете следует учитывать, что смещение облучателя из точки фокуса, особенно для короткофокусных зеркал, приводит к расширению ДН, уменьшению КНД антенны, возрастанию уровня боковых лепестков, поэтому диапазон сканирования у параболических антенн не превышает обычно (4...6). На рисунке 3.5,в приводятся зависимости снижения КНД антенн от относительного смещения ДН СМ.

Для широкоугольного сканирования (до 120°) со смещением облучателя применяют сферические зеркала.

Сканирование ДН наиболее эффективно может быть реализовано при использовании фазированных антенных решеток (ФАР) с частотным или фазовым управлением. Антенные системы этого типа позволяют производить быстрое перемещение луча антенны по произвольному закону и вести одновременное сопровождение по угловым координатам десятков целей.

Этот вид антенн является самым перспективным, однако, конструкторскотехнологические трудности создания ФАР, большое количество коммутируемых и коммутирующих элементов, сложность управления ими и высокая стоимость делают проблематичным широкое использование ФАР в настоящее время в гражданских РЛС общего назначения.

4. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ОБЗОРА ПРОСТРАНСТВА

Количество элементов разрешения, на которые разбивается весь диапазон обзора, равно m. В РТС применяют следующие виды обзора:

– параллельный (одновременный) обзор, при котором обработку сигналов производят одновременно во всех m элементах разрешения. Этот вид обзора характеризуется высоким быстродействием, но значительным усложнением аппаратуры, так как обработка сигналов должна производиться одновременно в m параллельных приемных каналах;

– последовательный обзор, при котором все элементы разрешения просматриваются поочередно одноканальной схемой анализа. Простота аппаратурной реализации в этом случае приводит к возрастанию в m раз времени обзора.

Станции обнаружения (обзорные РЛС) работают только в режиме последовательного обзора, при этом производится не только обнаружение объектов, но и измерение их координат. Станции точного измерения координат (РЛС сопровождения) производят предварительный обзор пространства, и после обнаружения целей переводятся из режима обзора в режим точного измерения координат целей (режим сопровождения).

Радиолокационный обзор может производиться по дальности, азимуту, углу места и радиальной скорости. В зависимости от назначения проектируемая РЛС должна производить обзор по двум, трем или всем четырем перечисленным параметрам.

Зоной пространственного обзора РЛС называется область пространства, в которой производится обнаружение и измерение координат целей. Зона обзора РЛС, изображенная на рисунке 4.1, характеризуется:

– минимальной дальностью D МИН;

– максимальной дальностью D МАКС;

– угловыми размерами зоны обзора по азимуту АЗ;

– угловыми размерами зоны обзора по углу места УМ.

4.1. Основные соотношения для последовательного обзора Процедура обзора пространства представляет собой просмотр всех пространственных участков зоны обзора (элементов разрешения) и принятие решения о наличии целей в каждом из этих элементов и в зоне обзора в целом.

В некогерентных импульсных РЛС количество элементов разрешения по дальности mD при известном элементе разрешения (D ) = c И 2 оценивается как При зоне обзора, близкой по форме к изображенной на рисунке 4.1, минимальное количество элементов разрешения по угловым координатам будет определяться отношением ширины зоны обзора Ф к ширине диаграммы направленности а общее количество элементов разрешения для такой зоны обзора равно:

Обзор по дальности осуществляется последовательно, со скоростью распространения электромагнитных волн с 3·10 8 м/с и время обзора по дальности определяется максимальной задержкой сигнала, отраженного от цели t МАКС = 2 D МАКС c, находящейся на максимальной дальности DМАКС. Условия однозначного измерения дальности требует, чтобы период посылки зондирующих импульсов ТИ был больше, чем максимальная задержка отраженного сигнала t МАКС (см. раздел 2.2).

Минимальная дальность импульсных РЛС определяется длительностью зондирующего импульса и инерционностью антенного переключателя РЛС, так как прием сигналов, отраженных от близкорасположенных целей, не возможен, пока антенна РЛС подключена к выходу передатчика. В РЛС с непрерывным излучением (при частотном или фазовом методах измерения дальности) минимальная дальность значительно меньше и определяется, в зависимости от метода, чувствительностью частотомера или фазометра подключенного к выходу приемника.

Обзор по угловым координатам осуществляется в большинстве случаев последовательно, путем перемещения (сканирования) антенны с шириной ДН АЗ, УМ по всем участкам зоны обзора АЗ, УМ.

Общее время, требуемое дня однократного просмотра всех участков зоны обзора называется периодом обзора ТОБЗ. При проектировании РЛС заказчик обычно стремится к уменьшению периода обзора, так как именно через этот временной интервал происходит обновление информации на индикаторе обзорной РЛС. При радиолокационном наблюдении медленно движущихся целей на больших дальностях максимальный ТОБЗ может достигать нескольких десятков секунд, а при наблюдении самолетов, особенно на малых дальностях –– составляет единицы секунд.

Вторым важным параметром последовательного обзора является время облучения цели ТОБЛ, которое оценивается, как временной интервал, в течение которого при последовательном обзоре точечная неподвижная цель находится в пределах главного лепестка ДН антенны РЛС. Очевидно, что чем меньше ширина диаграммы направленности антенны и больше угловая скорость А вращения антенны, тем меньше время облучения:

Разработчики стремятся к увеличению Т ОБЛ, в течении которого цель находится в луче антенны, и происходит накопление энергии сигналов, отраженных от цели, что улучшает отношение сигнал-шум и качественные показатели обнаружителя. В импульсных обзорных РЛС за время облучения должно быть принято не менее (7...10) импульсов, отраженных от сосредоточенной неподвижной цели, поэтому Т ОБЛ (7...10 ) Т И. В реальных РЛС число накапливаемых импульсов в пачке может быть больше на порядок.

Так как в каждом из m элементов углового разрешения (4.2) луч антенны должен находиться в течении Т ОБЛ, то полный период последовательного обзора Т ОБЗ может быть определен по следующей формуле Выражение (4.5) показывает невозможность увеличения Т ОБЛ при уменьшении Т ОБЗ и справедливо для всех видов последовательного обзора пространства при постоянной угловой скорости вращения антенны А.

В реальных условиях из-за непостоянной А при сложных законах перемещения луча период обзора может больше рассчитанного по формуле (4.5) в несколько раз. Рассмотрим наиболее распространенные виды обзора.

4.2. Круговой и секторный обзоры пространства При круговом обзоре в РЛС производится измерения только азимута и дальности цели (рисунок 4.2,а) при постоянном вращении антенны на 360°. Антенна РЛС кругового обзора имеет узкую ДН по азимуту для обеспечения заданной угловой разрешающей способности. В угломестной плоскости ширина ДН должна соответствовать ширине сектора обзора по углу места: УМ = УМ. После подстановки этого условия в формулу (4.5) она принимает вид:

Рисунок 4.2 –– Круговой (а) и секторный (б) обзоры пространства Отличие секторного обзора пространства (рисунок 4.2,б) заключается в том, что зона обзора по азимуту ограничена углом АЗ, а период обзора равен:

Это выражение справедливо при постоянной угловой скорости поворота антенны А, а время облучения определяется соотношением (4.4). Однако при секторном обзоре в большинстве случаев А не постоянна. Антенна из крайнего положения начинает двигаться с ускорением, в центре зоны обзора А максимальна, а затем происходит торможение антенны и наконец полная остановка, после чего начинается движение в обратную сторону. При таком гармоническом законе «качания луча»

антенны минимальное время облучения цели, находящейся в центре зоны обзора, составит:

А МАКС АЗ

4.3. Винтовой и строчный обзоры пространства Эти виды обзора применяются в РЛС обнаружения и измерения двух угловых координат объекта (азимута и угла места), поэтому для обзора обычно используется иглообразная ДН антенны (см. раздел 3).

Рисунок 4.3 –– Спиральный (а) и секторный (б) обзор иглообразным лучом В процессе обзора вся зона обзора с шагом разбивается на витки или строки, количество которых составляет z = УМ.

Для исключения пропуска целей между строками шаг луча должен быть меньше ширины ДН: = (0,7…0,8) УМ. Время прохождения одной строки ТСТР определяется угловой скоростью поворота антенны по азимуту АЗ и шириной зоны обзора АЗ а полный период обзора в соответствии с (4.6) составит:

АЗ УМ Т ОБЛ

Особенностью винтового и строчного обзоров является перемещения ДН антенны в двух взаимно ортогональных направлениях с разными угловыми скоростями: АЗ >> УМ (рисунок 4.1). Время облучения цели и количество отраженных импульсов в пачке определяются большей скоростью АЗ, которая может достигать сотен градусов в секунду. Обеспечить при строчном обзоре такую высокую угловую скорость поворота зеркала антенны, при ее больших массе и габаритах, затруднительно. Поэтому на практике быстрое сканирование в небольших пределах осуществляют путем смещения облучателя (рисунок 3.5, б), а медленный поворот в широком диапазоне углов –– путем поворота зеркала антенны.

4.4. Спиральный обзор пространства Спиральный обзор получил распространение в самолетных РЛС обзора воздушного пространства и заключается в движении луча антенны по образующей конуса с плавным изменением угла при его вершине (рисунок 4.4,а). При каждом новом обороте луч антенны смещается на угол = (0,7…0,8) А (шаг луча), при этом количество витков спирали z = 2. В большинстве случаев смещение иглообразного луча осуществляется путем вращения облучателя вокруг фокуса зеркала (рисунок 3.5, а) с постоянным периодом ТВР. Тогда Особенностью спирального обзора при постоянном периоде вращения облучателя ТВР является изменение пространственной скорости движения луча вдоль витка спирали ПРОСТР = 2 sin Т ВР, а, следовательно, и изменение времени облучения цели ТОБЛ в зависимости от того, в какой области зоны обзора цель находится.

Когда цель находится на краю зоны обзора, а угол отклонения оси диаграммы направленности антенны от оси зоны обзора велик ( 2 ), пространственная скорость перемещения луча велика и время облучения цели минимально. По мере приближения цели к центру зоны обзора время облучения и количество накапливаемых импульсов в пачке возрастают. При этом повышается вероятность обнаружения цели.

При проектировании необходимо чтобы условие накопления не менее 10 импульсов в пачке выполнялось при половинном угле отклонения оси ДН антенны, тоесть не менее 4.

Если заданием на проектирование предусмотрена несимметричная зона обзора ( АЗ УМ ), то целесообразно выбирать диаграмму направленности пропорциональных размеров ( УМ АЗ = УМ АЗ ), с целью сохранения постоянного относительного шага луча. В этом случае диаграмма в плоскости вращения будет описывать не архимедову (круговую), а эллиптическую спираль. Выражения (4.11) и (4.12) справедливы и в этом случае.

Рисунок 4.4 –– Спиральный обзор (а) и коническое сканирование ДН (б) 4.5. Коническое сканирование Коническое сканирование ДН антенны широко применяется в системах автоматического сопровождения по угловым координатам и представляет собой перемещение иглообразной симметричной ДН антенны по образующей конуса (рисунок 3.4,б).

Угол отклонения оси диаграммы направленности от оси вращения постоянен и не превышает 0,5 А, поэтому время облучения одиночной неподвижной цели, находящейся в центральной области сектора обзора, стремится к бесконечности. Так как конический обзор осуществляется за один оборот диаграммы направленности антенны, то период обзора равен периоду вращения облучателя ТВР, который в реальных системах составляет (0,1...0,05) секунд.

4.6. Обзор земной поверхности при картографировании Самолетные РЛС обзора земной поверхности используются для навигации и картографирования, ледовой и радиотехнической разведки и др. В процессе обзора на экране индикатора такой РЛС отображается радиолокационная карта местности (см. рисунок 1.6, б).

Круговой и секторный обзор в самолетных РЛС. При круговом или секторном обзорах земной поверхности РЛС, установленная на самолете, осуществляет обзор за счет поворота антенны и перемещения ДН (рисунок 4.5, а).

Параметры таких видов обзора пространства рассчитываются в соответствии с формулами (4.6, 4.7, 4.8).

Как правило, размер поворотной антенны такой самолетной РЛС, расположенной под радиопрозрачным обтекателем в носовой части самолета, не превышает (1…1,5) метра. Поэтому ДН такой антенны имеет достаточно большую ширину, а РЛС не может обеспечить высокую разрешающую способность по угловым координатам.

Боковой обзор пространства. Антенны таких РЛС неподвижно зафиксированы с двух сторон вдоль фюзеляжа самолета и перемещаются в пространстве вместе с носителем-самолетом (рисунок 4.5, б).

Длина такой антенны может быть увеличена до размеров, соизмеримых с фюзеляжем –– до (10…30) метров. Такая антенна создает узкую ДН (в доли градусов) в горизонтальной плоскости, и широкую — в вертикальной. Поэтому в горизонтальной плоскости вдоль направления полета достигается весьма высокая разрешающая способность. При прямолинейном полете узкая ДН антенны формируется в направлении, перпендикулярном траектории движения самолета.

Вследствие поступательного перемещения антенного луча с путевой скоростью VПУТ движения самолета имеется возможность осуществлять обзор местности в полосе, ширина которой определяется дальностью действия РЛС. На индикаторе при этом в прямоугольной системе координат формируется радиолокационное изображение полосы местности, параллельной траектории полета самолета.

VПУТ VПУТ

б) бокового обзора с вдольфюзеляжной антенной Время облучения точечной цели при достаточно низкой путевой скорости VПУТ носителя велико и зависит от дальности объекта Количество импульсов, отраженных от цели за время облучения, так же пропорционально дальности D до объекта.

Особенностями бокового обзора являются невозможность просмотра полосы местности под самолетом и ухудшение линейного разрешения пропорционально увеличению боковой дальности от самолета.

Для повышения разрешения в РЛС бокового обзора применяется метод синтезированных антенн, которому посвящено значительное число литературных источников [4,13,14].

5. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ РАДИОПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА

5.1. Расчет пороговой мощности приемника Условием нормальной работы радиоэлектронной системы с заданными вероятностями обнаружения сигнала на фоне помехи является обеспечение превышения уровня сигнала над уровнем шума на выходе приемника.

Это превышение мощности сигнала РВХ ПР над мощностью шума РШ ПР, пересчитанное ко входу оптимального приемника радиосистемы, характеризуется коэффициентом различимости kP где q –– параметр обнаружения одиночного импульсного сигнала;

nИ –– количество накапливаемых импульсов в пачке;

–– суммарные потери в приемном тракте.

Параметр обнаружения q рассчитывается по формулам (5.11, 5.12, 5.13) и количественно описывается отношением удвоенной энергии сигнала ЕС к спектральной плотности шума N При накоплении последовательности из nИ импульсов энергия принимаемого сигнала увеличивается в nИ раз. Количество импульсов в пачке nИ определяется на основании (4.4) как отношение времени облучения цели ТОБЛ к периоду следования ТИ зондирующих импульсов Потери при обработке принимаемых сигналов в реальном приемном тракте приводят к ухудшению отношения сигнал-шум и для того, чтобы обеспечить заданные вероятности правильного обнаружения РПО и ложной тревоги РЛТ, необходимо на входе приемника обеспечить отношение сигнал-шум больше в раз. При обработке в Х последовательных каскадах приемника (УРЧ, УПЧ, видеоусилитель, детектор и т.п.) суммарные потери тракта равны Таким образом, минимальную пороговую мощность сигнала РПР МИН, поступающую на вход приемника и достаточную для обеспечения заданных вероятностей правильного обнаружения РПО и ложной тревоги РЛТ, можно определить как а для её вычисления необходимо рассчитать мощность шума на входе радиоприемного устройства РШ ПР и коэффициент различимости kP.

5.2. Расчет мощности шума радиоприемного устройства Мощность шума, приведенная ко входу приемника, оценивается известной формулой где N 0 = k TШ –– спектральная плотность (энергия) шума на входе приемника;

k –– постоянная Больцмана (1,38·10-23 Вт·с/К);

ТШ –– шумовая температура приемной системы;

FПР –– ширина полосы пропускания приемника РЛС.

Шумовая температура приемной системы ТШ при использовании радиоприемника, содержащего несколько последовательных каскадов, может быть рассчитана как где ТША –– шумовая температура антенны;

ТШ i –– шумовая температура i-ro каскада (УРЧ, смеситель, УПЧ и т.п.) kУi –– коэффициент усиления i-ro каскада приемника.

Анализ формулы (5.7) показывает, что существенное влияние на общую шумовую температуру системы оказывают только входные каскады приемника, а, следовательно, для оценки ТШ можно воспользоваться упрощенной формулой где ТШ РПУ –– шумовая температура входных каскадов РПУ;

ТРПУ –– абсолютная температура входного каскада приемника;

k Ш РПУ –– коэффициент шума входного каскада приемника.

Зависимости шумовой температуры идеализированной антенны ТША представлены на рисунке 5.1. Эти графические зависимости соответствуют случаю, когда идеализированная антенна имеет очень узкую диаграмму направленности и не учитывается влияние теплового излучения посторонних источников (поверхности Земли, осадки и т.п.). Антенны реальных радиолокационные систем имеют относительно широкие ДН и их шумовая температура ТША составляет около 300 К.

Входные каскады радиоприемников обзорных РЛС, как правило, не содержат систем искусственного охлаждения и их шумовая температура ТШ РПУ может быть принята (290…300) К. Значения средних коэффициентов шума kШ РПУ наиболее распространенных неохлаждаемых входных устройств радиолокационных приемников приведены на рисунке 5.2.

При проектировании РПУ следует учитывать ряд дополнительных требований, важнейшим из которых является широкий динамический диапазон приемника, необходимый для исключения его перегрузки при выделении сигнала на фоне помехи. Именно это требование обусловило широкое распространение диодных балансных смесителей, динамический диапазон которых на 15 дБ шире, чем у ЛБВ и на дБ превосходит показатели параметрического усилителя и усилителя на туннельном диоде.

Рисунок 5.1 –– Зависимость шумовой температуры ТША Рисунок 5.2 –– Зависимость коэффициента шума КШ РПУ Для максимизации отношения сигнал-шум амплитудно-частотная характеристика оптимального обнаружителя импульсных сигналов на фоне гауссова белого шума должна повторять по форме амплитудный спектр сигнала, а полоса пропускания приемника FРПУ должна быть равна ширине спектра сигнала fC.

Для приблизительной оценки при системном расчете на данном этапе целесообразно принять После подстановки значений FРПУ и ТШ в формулу (5.6) должны быть определены спектральная плотность шума N0 и мощность шума PШ ПР, приведенные ко входу приемника РЛС.

5.3. Расчет коэффициента различимости 5.3.1. Расчет параметра обнаружения Для оценки требуемого превышения уровня сигнала над уровнем шума в радиосистеме принято использовать параметр обнаружения q, равный отношению сигнал-шум по напряжению на входе оптимального приемника, согласованного с обнаруживаемым сигналом. Количественно параметр обнаружения q равен:

где ЕС –– энергия одиночного сигнала на входе приемника;

N0 –– спектральная плотность шума.

Примечание. При расчетах следует обратить внимание, что в некоторых учебных и справочных пособия, например [5,8], под параметром обнаружения q понимается отношение сигнал-шум по мощности на выходе согласованного фильтра, равное 2ЕС /N0. При пользовании этими пособиями необходимо ввести корректировку в значения таблиц и справочных графиков, приведенных в этих источниках.

Оценка параметра обнаружения q по заданным вероятностям правильного обнаружения РПО и ложной тревоги РЛТ может производиться по графическим или аналитическим зависимостям для следующих моделей сигналов:

–– для сигнала с полностью известными параметрами (СИП) параметр обнаружения qСИП может быть определен при значениях РПО > 0,9 и РЛТ < 0,1 по аппроксимирующей формуле:

Эта модель сигнала, как правило, не соответствует реальным условиям обнаружения, но при проектировании следует определить параметр обнаружения для СИП, так как его значение потребуется для оценки потенциальной ошибки измерения координат объектов (раздел 7);

–– для сигнала с неизвестной начальной фазой (СНФ) оптимальная обработка производится амплитудным обнаружителем, который обеспечивает максимальное отношение пикового значения напряжения сигнала к среднеквадратическому значению напряжения шума. Параметр обнаружения qСНФ определяется по формуле:

–– сигнал с неизвестной начальной фазой и флуктуирующей амплитудой (СНФА) является моделью, наиболее соответствующей реальным условиям, когда закон распределения начальной фазы сигнала равномерный в пределах от 0 до 2, а распределение амплитуды подчинено закону Релея. Параметр обнаружения qСНФА определяется средним значением энергии сигнала и находится по графикам (рисунок 5.2) или формуле (5.13):

Рисунок 5.3 –– Характеристики обнаружения сигнала со случайной фазой и флуктуирующей амплитудой В реальных условиях работы обзорных РЛС неизвестными параметрами обнаруживаемого сигнала обычно являются его временное положение (дальность до цели), точное значение частоты (радиальная скорость цели), направление прихода радиоволн (угловые координаты цели). Каждый из перечисленных параметров может принимать любое из m значений в пределах заданного диапазона. Упрощенно число возможных положений импульсного сигнала по дальности mD можно оценить, если весь диапазон дальностей РЛС разделить на величину элемента разрешения по дальности (см. раздел 4.1) –– число возможных положений m по угловым координатам:

–– число возможных положений mf по частоте получим после деления диапазона возможного доплеровского смещения частоты сигнала на ширину его спектра

FD МАКС FD МИН

При использовании М периодов обзора для обнаружения цели результирующая вероятность правильного обнаружения РПО возрастает по биноминальному закону:

где РПО –– вероятность правильного обнаружения при однократном облучении цели.

5.3.2. Расчет потерь при обработке сигнала Результаты расчета параметра обнаружения q, полученные в предыдущем разделе, соответствуют процедуре оптимальной обработки сигналов в приемнике. Однако в большинстве каскадов приемного тракта имеет место уменьшение отношения сигнал-шум на выходе по сравнению с его значением на входе. Если приемник содержит X последовательных каскадов усиления и обработки сигнала, то суммарные потери в приемном тракте оцениваются по формуле (5.4).

Рассмотрим основные виды потерь в приемном тракте РЛС:

a) потери в антенне А обусловлены тем, что при перемещении луча относительно цели принимаемая последовательность отраженных импульсов модулируется по амплитуде в соответствии с формой ДН антенны. В режиме последовательного обзора для типичной формы ДН коэффициент потерь А 1,5, а для систем автосопровождения по угловым координатам можно принять А 1,3.

б) потери в высокочастотном тракте ВЧ вызываются затуханием энергии сигналов в фидерах (волноводах, ответвителях, циркуляторах, вентилях, антенных переключателях и др.). Для снижения этих потерь стремятся уменьшить длину фидерного тракта и упростить его конструкцию. Поэтому во многих РЛС смеситель, гетеродин и предварительный УПЧ размещается в антенном блоке. Кроме того, следует учитывать, что потери в фидерах и волноводах существенно возрастают с укорочением длины волны. Например, удельное затухание в стандартном прямоугольном волноводе на длине волны 10 см составляет около 0,03дБ/м, при = 3 см –– 0,3 дБ/м, а при = 0,8 см –– 0,6 дБ/м. Для приблизительной оценки можно принять потери в простом ВЧ тракте некогерентных РЛС ВЧ 1,6…1,8.

в) потери при фильтрации сигналов в приемнике, обусловленные несогласованностью частотной характеристики фильтра со спектром принимаемого сигнала, можно разделить на три вида :

–– потери Ф, вызванные неоптимальностью формы амплитудночастотной характеристики фильтра (АЧХ). Из теории обнаружения [1,2,3] известно, что наиболее эффективным фильтром для выделения сигнала на фоне белого гауссова шума является согласованный фильтр, частотная характеристика которого есть функция, комплексно-сопряженная со спектром излученного сигнала. На практике с целью упрощения аппаратуры и улучшения фильтрации помех других видов используют приближенное соответствие этому правилу. Таблица 5.1 [10] иллюстрирует потери, возникающие в результате использования в тракте УПЧ фильтров с различными приближениями АЧХ к АЧХ согласованного фильтра.

Оптимальные значения ширины полосы пропускания F0,5 фильтра УПЧ на уровне половинной мощности (6 дБ) так же приведены в таблице 5.1 в виде произведения полосы пропускания фильтров на уровне половинной мощности на длительность импульса на уровне 0,5 по напряжению. Анализ данных таблицы показывает, что потери Ф для реальных схемотехнических решений не превышают 1,26.

Таблица 5.1 –– Потери из-за неоптимальности формы АЧХ фильтра –– потери П, обусловленные несогласованностью ширины полосы пропускания фильтра приемника с шириной спектра сигнала. Обычно полосу пропускания радиолокационного приемника выбирают несколько больше оптимального значения (таблица 5.1). При этом сохраняется ранее полученное соотношение Ф. Изменение ширины полосы пропускания относительно оптимального значения на (10…20)% приводит к появлению незначительных дополнительных потерь П, не превышающих 0,5 дБ.

–– потери Ч из-за несовпадения несущей частоты сигнала с резонансной частотой фильтра приемника. Причинами этого несовпадения являются доплеровское смещение частоты сигнала, отраженного от движущихся целей, и неточность настройки АПЧ приемника где UC(0) –– амплитуда сигнала на выходе фильтра при точной настройке;

UC(fP) –– амплитуда сигнала при частотной расстройке fP.

г ) потери в детекторе ДЕТ. При детектировании слабого сигнала на фоне шума имеет место относительное подавление сигнала шумом и ухудшение отношения сигнал-шум. Поэтому характеристика потерь ДЕТ в детекторе (рисунок 5.5) зависит от суммарного параметра обнаружения q и количества накапливаемых импульсных сигналов nИ (количество импульсных сигналов, между которыми дробится суммарная энергия). Зависимости показывают, что при больших отношениях сигнал-шум потери практически отсутствуют.

д) потери в суммирующем устройстве СУМ. Формула (5.1) соответствуют случаю накопления nИ импульсов без потерь. Коэффициент СУМ учитывает неидеальность сумматора и определяется его типом.

При применении аналого-цифрового преобразования и последующего цифрового суммирования полученных значений отклика потери СУМ незначительны и их можно не учитывать. Эти потери практически отсутствуют так же при регистрации отклика на фотопленке и последующей оптической обработке полученных записей в системах картографирования.

При применении в качестве суммирующего устройства рециркулятора (рисунок 5.6) СУМ определяется коэффициентом передачи цепи обратной связи kОС.

ТИ происходит групповое накопление отклика на выходе такого устройства. Чтобы предотвратить возникновение самовозбуждения, необходимо снизить коэфТИ Рисунок 5.6 –– Структурная схема оптимального значения коэффициента накопителя с рециркуляцией передачи kОС от числа накапливаемых импульсов производится по графику (см. рисунок 5.7,а), а оценка потерь СУМ при суммировании в рециркуляторе –– по зависимостям на рисунке 5.7,б.

Рисунок 5.7 –– Зависимость оптимального kОС от количества накапливаемых импульсов (а) и характеристики потерь при суммировании в рециркуляторе (б) Широкое применение в РЛС находит дискретное накопление при обнаружении сигнала. При дискретном накоплении производится двоичное квантование отклика на выходе приемника в зависимости от того, превышен или нет заданный пороговый уровень. Если nИ анализируемых периодов зафиксировано превышение порога не менее чем в nП случаях, то принимается решение о наличии цели (метод «nП» из «nИ») Для каждого значения nИ существует оптимальное значение числа nП превышений порога, которое минимизирует проигрыш по энергии при дискретном накоплении n П ОПТ 1,5 n И.

На рисунке 5.8,а показаны зависимости потерь Д НАК при дискретном накоплении, построенные при РПО = 0,5 и РЛТ = 10 -6. Для оценки потерь суммирования при дискретном накоплении Д НАК можно также воспользоваться методикой, изложенной в [10].

В качестве сумматоров в РЛС используются также ЭЛТ и ЖКИ с длительным послесвечением. В таких индикаторах с яркостной отметкой (рисунки 1.4, 1.5) сигналы, отраженные от определенной цели, попадают в одну и ту же точку экрана и вызывают значительное накопление яркости по сравнению со случайными выбросами шума. Увеличение яркости свечения отметки на экране ЭЛТ является значительным при количестве накапливаемых импульсов nИ 20, но становится несущественным при nИ > 50, что видно из графика (рисунок 5.8, б).

Рисунок 5.8 –– Потери Д НАК при дискретном накоплении «nП» из «nИ» (а) и потерь накопления в ЭЛТ ЭЛТ (б) от количества импульсов в пачке Однако следует учитывать, что оценка эффективности накопления в индикаторах с длительным послесвечением является субъективной и зависит от яркости и контрастности изображения, внешнего освещения и д.р. Если индикатору предшествует любой из рассмотренных выше сумматоров, то потери накопления ЭЛТ в таких индикаторах можно не учитывать.

е) потери в видеоусилителе ВУ. Причиной потерь в видеоусилителях, которыми заканчивается приемный тракт РЛС, является несоответствие формы и ширины частотной характеристики ВУ спектру видеосигнала на выходе приемника. Требование согласованной фильтрации для видеоусилителей выполняются не всегда Обычно ширина пропускания ВУ в (1,2...1,3) раза превышает оптимальное значение FРПУ. Часто применяется режим «МПВ» (малой постоянной времени), когда производится дифференцирование импульсов, отраженных от цели и выделение их фронтов, что облегчает обнаружение малоразмерных объектов на фоне подстилающей поверхности. Но даже при таких частотных характеристиках видеоусилителей потери ВУ не превышают 1,2 (0,8 дБ).

ж) потери в визуальном индикаторе и потери оператора ВИ, связанные с оптической наблюдаемостью сигналов на экране индикатора на фоне шума. Эти потери обусловлены целым рядом, как объективных параметров (качество фокусировки, яркость изображения, цвет и длительность послесвечения экрана и др.), так и субъективных факторов (квалификация оператора, его зрительная активность, внимательность, утомленность и т.п.).

По результатам экспериментальных оценок суммарные потери ВИ составляют в обычных условиях 1,7...2,2 (2,5…3,5) дБ.

В результате проведенных расчетов после определения мощности шума на входе приемника РШ ПР и коэффициента различимости kP вычисляется значение минимальной пороговой пороговую мощности сигнала на входе приемника достаточной для обеспечения заданных вероятностей правильного обнаружения РПО и ложной тревоги РЛТ по формуле (5.5).

6. РАСЧЕТ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ РЛС

Реальная разрешающая способность по какому-либо из указанных параметров может быть представлена в виде:

где ( )ПОТ –– потенциальная разрешающая способность по параметру ;

i ( ) –– ухудшение разрешающей способности в і-том из X узлов устройства приема и обработки сигналов.

Обычно существенное ухудшение разрешающей способности вносит только выходное индикаторное устройство, поэтому можно принять где ( )ИНД –– потенциальная разрешающая способность индикатора.

6.1. Оценка потенциальной разрешающей способности Потенциальная разрешающая способность оценивается длительностью отклика по соответствующему параметру на выходе согласованного фильтра.

Обычно необходимость разрешения возникает при уверенном обнаружении, когда отношение сигнал-шум достаточно велико, что обеспечивается согласованной фильтрацией в тракте приемника. При этом отклик согласованного фильтра представляет собой автокорреляционную функцию входного сигнала.

6.1.1. Потенциальные разрешающие способности по дальности и радиальной скорости В соответствии с принципом неопределенности потенциальная разрешающая способность по дальности и по радиальной скорости определяется видом зондирующего сигнала.

При использовании радиоимпульсов с прямоугольной огибающей без внутриимпульсной модуляции, для которых справедливо соотношение f C 1 И, потенциальная разрешающая способность по дальности (D)ПОТ:

а разрешающая способность по скорости (V)ПОТ:

Если радиоимпульс имеет гауссову огибающую, то Для сигнала в виде пачки некогерентных импульсов разрешающие способности по дальности и скорости определяются по формулам (6.3…6.6) для одиночного импульса.

Анализ приведенных формул показывает, что получить высокое разрешение и по дальности и по скорости при использовании указанных простых видов сигнала невозможно.

Если сигнал представляет собой пачку когерентных импульсов, то потенциальная разрешающая способность по дальности определяется длительностью И одиночного импульса (6.3, 6.5), а разрешающая способность по скорости –– длительностью пачки отраженных ТПАЧКИ ТОБЛ nИ ТОБЛ (см. раздел 4). Для оценки (V)ПОТ следует в формулах (6.4) и (6.6) вместо И подставлять значение ТПАЧКИ.

Применение пачек когерентных импульсов для разрешения по скорости сопряжено с наличием «слепых скоростей», при которых разрешение невозможно.

«Слепые скорости» возникают при радиальной скорости движения цели VСЛ, когда доплеровское приращение частоты FД в отраженном сигнале кратно частоте следования импульсов в пачке где n –– целое число (1, 2, 3...).

Для исключения влияния «слепых скоростей» в РЛС применяют изменение периода ТИ посылки зондирующих импульсов. Импульсные когерентные РЛС обеспечивают хорошее разрешение по скорости только при больших длительностях пачки (например: в РЛС сопровождения целей по угловым координатам).

Улучшение разрешающей способности можно добиться также применением сложных сигналов с внутриимпульсной модуляцией, для которых fC >> 1/ И.

Для прямоугольных радиоимпульсов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) разрешающая способность по дальности за счет сжатия сигнала в согласованном фильтре уменьшается в kСЖ fC И.

где fC FМОД –– полоса внутриимпульсной ЛЧМ.

Разрешающая способность по скорости радиоимпульса с ЛЧМ Для радиоимпульса с внутриимпульсной фазовой манипуляцией (ФМн) потенциальные разрешающие способности по дальности и скорости могут оцениваться формулами (6.8, 6.9) при коэффициенте сжатия kСЖ FП И, где FП –– частота переключений фазы несущей частоты радиоимпульса. Последовательность переключения фазы (180°; ±120° или ±90°) при ФМн выбирается в соответствии с кодами Баркера, М-последовательностями и др.

6.1.2. Потенциальная разрешающая способность по угловым координатам В большинстве обзорных РЛС измерение угловых координат производится методом максимума, при котором потенциальная разрешающая способность по угловой координате (азимуту или углу места) определяется шириной диаграммы направленности антенны по уровню половинной мощности:

Очевидно, что добиться повышения потенциальной разрешающей способности при методе максимума можно за счет уменьшения рабочей длины волны или увеличения раскрыва антенны lА в соответствующей плоскости.

В РЛС сопровождения по угловым координатам часто используется равносигнальный амплитудный метод (см. раздел 4.5), при котором антенна одновременно или в режиме переключения формирует две диаграммы направленности, смещенные относительно друг друга по угловым координатам на угол. Потенциальная разрешающая способность в этом случае Если для сопровождения по направлению применяется фазовый метод с разнесенными в пространстве антеннами, то потенциальная разрешающая способность по угловым координатам определяется шириной ДН, которая рассчитывается в соответствии с данными таблицы 3.1.

Для повышения разрешающей способности самолетных РЛС картографирования при боковом обзоре применяются вдольфюзеляжные неподвижные антенны (рисунок 4.5,б). За счет увеличения апертуры, до (25...30) метров, в соответствии с (6.10), такие антенны позволяют добиться потенциальной разрешающей способности по угловой координате (0,1...0,06) градуса при рабочей длине волны 3 см.

Кардинально можно улучшить разрешающую способность по угловым координатам в РЛС картографирования за счет применения метода синтезированной антенны [4]. При этом методе потенциальная разрешающая способность может достигать где D –– дальность до объекта.

Недостатком систем с синтезированной апертурой является сложность когерентного накопления и обработки отраженного радиосигнала.

6.2. Расчет разрешающей способности выходного устройства В качестве выходного устройства в большинстве РЛС применяются двухкоординатные индикаторы с яркостной отметкой на электронно-лучевых трубках (ЭЛТ) или жидкокристаллических мониторах (ЖКМ). Разрешающая способность этих устройств определяется качеством фокусировки изображения QФ, то есть отношением диаметра экрана dЭКРАНА к диаметру пятна dПЯТНА.

Для современных ЭЛТ с электромагнитным отклонением луча QФ составляет (600…1200), а качество фокусировки ЖКМ достигает (1500…1600).

6.2.1. Разрешающая способность индикаторов дальности.

В индикаторах РЛС развертка по дальности запускается одновременно с излучением зондирующего импульса. Постоянная скорость развертки по дальности обеспечивает линейное соотношение между временным запаздыванием отраженного сигнала и смещением яркостной отметки цели относительно начала развертки (см. раздел 1).

Основное влияние на разрешающую способность индикатора по дальности (D)ИНД оказывает диаметр пятна dПЯТНА на экране где MD –– масштаб шкалы дальности индикатора (отношение предельного значения дальности DМАКС к длине дальномерной шкалы индикатора lШК).

Для индикаторов с круглым экраном в зависимости от вида развертки длина шкалы дальности индикатора составляет lШК 0,7 dЭКРАНА (для прямоугольного растра, рисунки 6.1,а) и lШК 0,45 dЭКРАНА (для радиально-круговой развертки, рисунок 6.1,б).

Для повышения разрешающей способности индикаторов применяют переключение масштаба дальности. При этом изменяют скорость развертки и длительность развертки.

При цифровом методе измерения дальности временной интервал между моментами посылки зондирующего сигнала и приема отраженного сигнала заполняется счетными импульсами. Разрешающая способность такого индикатора оценивается ценой периода счетных импульсов ТСЧ 6.2.2. Разрешающая способность индикаторов угловых координат В большинстве РЛС с аналоговыми индикаторами измерение угловой координаты производится по положению отметок цели на экране ЭЛТ при синхронном перемещении луча антенны и линии развертки по азимуту или углу места (рисунок 6.1).

Протяженность на экране отметки от цели по угловой координате определяется шириной ДН антенны 0,5, но за счет конечного диаметра пятна размеры отметки возрастают на величину dПЯТНА. При этом разрешающая способность индикатора по угловой координате составит:

где М = МАКС / lШК –– угловой масштаб, определяемый отношением диапазона измеряемых угловых координат МАКС к длине шкалы индикатора lШК по угловой координате.

При использовании индикаторов с круглым экраном ЭЛТ и прямоугольным растром (рисунок 6.1, а) длина угломерной шкалы lШК 0,7 dЭКРАНА.

Для индикаторов кругового и секторного обзора (рисунок 6.1, б) разрешающая способность по угловой координате и масштаб шкалы зависят от удаления отметки цели от центра развертки. На краю экрана (на максимальной дальности) длина шкалы равна длине окружности экрана lШК = dЭКРАНА. По мере приближения отметки цели к центру экрана возрастают угловые размеры пятна и ухудшается разрешающая способность по углу 1() 2() (рисунок 6.1, б), поэтому при проектировании этих индикаторов следует оценить разрешающую способность при 100%, 50% и 10% дальностях цели.

Рисунок 6.1 –– Отметки от точечных целей на экранах индикаторов со строчной (а) и радиально-круговой (б) развертками Для повышения разрешающей способности индикаторов кругового и секторного обзора по угловым координатам следует использовать укрупнение масштаба дальности.

При цифровом методе измерения угловых координат разрешающая способность по углу определяется дискретностью преобразователя угла поворота антенны в цифровой код. Преобразователи угол-код с использованием фотоэлектронных датчиков и кодовых дисков, выполненных по фототехнологии, обеспечивают разрешение менее 1 градуса. Применение верньерных механизмов позволяют повысить дискретность отсчета на несколько порядков.

6.2.3. Разрешающая способность индикаторов радиальной скорости Оценка радиальной скорости объектов производится путем измерения доплеровской частоты FД сигнала, отраженного от движущейся цели. При наличии отклика только от одной цели измерение FД можно произвести обычным аналоговым или цифровым частотомером. В качестве индикатора применяются стрелочные приборы и цифровые индикаторы. При таких одноцелевых измерениях оценка разрешающей способности обычно не производится.

При поступлении на вход приемника откликов от нескольких целей, движущихся с разными скоростями, выделить раздельно их отметки можно после последовательного или параллельного анализа всего частотного спектра.

Параллельный спектральный анализ обычно осуществляется набором фильтров, общее количество которых составляет:

FD МАКС FD МИН

FФ –– полоса пропускания одного отдельного фильтра.

Параллельный спектральный анализ обеспечивает минимальное время анализа без потерь энергии полезного сигнала, но сопряжен с большими аппаратными затратами.

При последовательном спектральном анализе имеется один фильтр с полосой пропускания FФ, перестраиваемый с определенной скоростью в диапазоне ожидаемых доплеровских частот. Время последовательного анализа по сравнению с параллельным возрастает в nФ раз. Кроме того, сокращается время воздействия полезного сигнала на такой фильтр, что равносильно потерям полезной энергии.

Разрешающая способность по скорости (V)ИНД в индикаторах с использованием анализаторов спектра оценивается, как и определяется шириной полосы пропускания фильтров FФ, которая не должна превышать ширины спектра сигнала.

При использовании в качестве выходного устройства анализатора спектра на электронно-лучевой трубке следует учесть ее разрешающую способность где МV –– масштаб шкалы индикатора скорости.

В когерентных РЛС с системой селекции движущихся целей (СДЦ) под разрешающей способностью по скорости следует понимать способность системы выделить сигнал движущейся цели на фоне отражений от неподвижной помехи. Для этого производится подавление сигнала, не имеющего частотного доплеровского сдвига FД. Разрешающая способность такой системы СДЦ определяется шириной полосы фильтра подавления, в качестве которого используется схемы череспериодной компенсации, ультразвуковые линии задержки и др. Методика расчета и оценки параметров системы СДЦ изложена в [14].

7. РАСЧЕТ ТОЧНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ КООРДИНАТ ОБЪЕКТОВ

7.1. Систематические и случайные погрешности Результаты измерения любого из параметров (дальности, угловых координат, скорости объекта) при наличии ошибок, как правило, распределены по нормальному закону (рисунок 7.1).

w() Систематическая ошибка СИСТ Рисунок 7.1 –– Распределение плотности вероятности w() Ошибки измерения делятся на систематические и случайные.

Систематические ошибки измерения дальности и угловых координат обусловлены, например, неодновременностью излучения зондирующего сигнала и запуска развертки по дальности, постоянным дополнительным запаздыванием сигнала в цепях станции, смещением оси диаграммы направленности относительно датчика угла поворота антенны и т.п. Систематическая ошибка СИСТ определяется отклонением среднего значения СР, полученного в результате серии измерений, от истинного значения ИСТ измеряемого параметра Результирующая систематическая погрешность параметра рассчитывается арифметическим сложением отдельных составляющих с учетом знака:

Систематические ошибки, как правило, постоянны от измерения к измерению и могут быть практически исключены при калибровке системы, поэтому при проектировании системы они, как правило, не оцениваются.