«Б. В. Лукутин, С. Г. Обухов СИЛОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ В ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИИ Учебное пособие Издательство ТПУ Томск 2007 УДК 621.314.075 Л84 Л84 Лукутин Б. В., Обухов С. Г. Силовые преобразователи в электроснабжении: Учебное ...»

Среднее значение потери выпрямленного напряжения, обусловленного коммутацией Подставляя (4.25) в (4.27), получим Среднее значение выпрямленного напряжения Данное уравнение представляет собой внешнюю характеристику выпрямителя, которая на графике выразится прямой линией.

В соответствии с уравнением внешней характеристики выпрямитель по отношению к нагрузочному сопротивлению можно представить в виде эквивалентного генератора постоянного тока, ЭДС которого равна Ud0. Внутреннее сопротивление эквивалентного генератора Таким образом, потоки рассеяния в обмотках трансформатора оказывают существенное влияние на величину выпрямленного напряжения: чем больше ха, тем меньше Ud.

Определим среднее, действующее и максимальное значения тока в вентиле, необходимые для правильного выбора вентиля, а также действующие значения токов в обмотках трансформатора, необходимые для правильного выбора типовой мощности трансформатора.

Временные диаграммы этих токов приведены на рис. 4.6, б.

ud Рис. 4.6. Временные диаграммы выпрямленного напряжения однофазного выпрямителя с нулевым выводом при La 0, Ld = (а);

временные диаграммы токов в обмотках трансформатора (б) Среднее значение тока в вентиле I a = I d, максимальное его значение Im = Id.

Действующее значение тока в вентиле (во вторичной обмотке трансформатора) определим приближенно, заменяя действительный ток эквивалентным током, мгновенные значения которого изменяются по закону прямоугольника абвг (рис. 4.6, б):

При активной нагрузке Iа = 0,785 Id. Следовательно, сечение вторичной обмотки трансформатора при индуктивной нагрузке несколько уменьшается.

Максимальное значение обратного напряжения на вентиле при индуктивной нагрузке такое же, как и в случае активной нагрузки:

Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора При активной нагрузке Sтр= 1,73Pd. Следовательно, при индуктивной нагрузке трансформатор используется лучше. Следует отметить, что мощность постоянной составляющей выпрямленного тока в случае Ld = равна полезной мощности, потребляемой нагрузкой.

Ток i1(1) в выпрямителе, с учетом реально существующих магнитных полей рассеяния, отстает по фазе от приложенного внешнего напряжения. Таким образом, обычные выпрямители для внешних источников электропитания представляют активно-индуктивную нагрузку, способствующую ухудшению коэффициента мощности предприятия, на котором установлен данный выпрямитель, так как он является потребителем реактивной мощности.

4.4. Однофазная мостовая схема выпрямителя Мостовая схема состоит из двухобмоточного трансформатора и комплекта вентилей VD1, VD2, VD3, VD4 (рис. 4.1, в).

Переменное напряжение подводится к одной диагонали моста, а нагрузка подключается к другой его диагонали – между точкой соединения катодов двух вентилей, образующих катодную группу вентилей (VD1, VD3) и точкой соединения анодов двух вентилей, образующих анодную группу вентилей (VD2, VD4).

В схеме вентили пропускают ток попарно: VD1, VD4 и VD2, VD3;

они соединены между собой и нагрузкой последовательно. В каждую пару входит один вентиль из катодной группы и второй вентиль из анодной группы, поэтому нужно учитывать удвоенное напряжение на вентилях. В схеме начнет пропускать ток пара вентилей, у которой анод вентиля катодной группы (VD1 или VD3) имеет наиболее высокий потенциал, а катод вентиля анодной группы (VD2 или VD4) – наиболее низкий потенциал. Так, например, если потенциал точки а станет выше потенциала точки б (на рис. 4.6, б этот режим соответствует положительной полуволне ЭДС е2), то анод вентиля VD1 будет иметь наиболее высокий потенциал, а катод вентиля VD4 – наиболее низкий потенциал, т.е. в этом случае вентили VD1 и VD4 пропускают электрический ток. В течение отрицательной полуволны ЭДС е2 катод вентиля VD2 имеет наиболее низкий потенциал, а анод вентиля VD3 – наиболее высокий потенциал, поэтому ток пропускают вентили VD2 и VD3.

Эквивалентная схема выпрямителя для рассматриваемого режима представлена на рис. 4.7, а.

Временные диаграммы для постоянного напряжения с учетом падения напряжения в выпрямителе (обусловленного сопротивлениями ra и rпр) показаны на рис. 4.7, б. Напряжение на нагрузке меньше ЭДС е на величину падения напряжения в обмотке и двух последовательно соединенных вентилях.

Средние значения выпрямленного напряжения и тока, а также среднее и действующее значения тока вентиля мостовой схемы такие же, как и в схеме с нулевым выводом.

Обратное напряжение на вентиле меньше ЭДС е2 на величину падения напряжения во вторичной обмотке трансформатора и в одном работающем вентиле. Наибольшее значение обратного напряжения на вентиле будет при холостом ходе, когда оно достигает амплитуды ЭДС вторичной обмотки трансформатора, что в два раза меньше, чем в схеме с нулевым выводом.

Во вторичной обмотке ток протекает дважды за период и при активной нагрузке имеет форму синусоиды. Вынужденного намагничивания сердечника трансформатора нет. Ток в первичной обмотке также синусоидален. Поэтому работу трансформатора при таком режиме выпрямления можно рассматривать как работу на обычное активное сопротивление без учета вентилей.

Основные электрические параметры схемы выпрямителя приведены в табл. 4.1.

По сравнению с предыдущими схемами в мостовой схеме выпрямителя коэффициент использования трансформатора выше, а максимальное обратное напряжение на вентилях меньше. Мостовой выпрямитель можно питать без трансформатора, если напряжение сети соответствует выпрямленному напряжению (схема с нулевым выводом без трансформатора неосуществима), а использование в мостовой схеме трансформатора с нулевым выводом (рис. 4.7, в) позволяет получить два значения выпрямленного напряжения: Ud и Ud/2.

а – эквивалентная схема; б – временные диаграммы токов и напряжений;

В настоящее время в качестве вентилей используются полупроводниковые приборы с малым значением rпр, поэтому мостовая схема является наиболее приемлемой и перспективной по сравнению с другими схемами.

Эквивалентная схема однофазного мостового выпрямителя с учетом индуктивностей рассеяния в обмотках трансформатора и катодном реакторе показана на рис. 4.8, а, а соответствующие временные диаграммы – на рис. 4.8, б.

Наличие индуктивности La обусловливает и в этой схеме коммутационные периоды. Но в отличие от схемы с нулевым выводом в период коммутации одновременно пропускают ток все четыре вентиля.

В результате вторичная обмотка трансформатора в течение интервала оказывается короткозамкнутой. Ток в вентилях в период коммутации можно определить точно так же, как и в схеме с нулевым выводом, применяя метод наложения действий источников ЭДС и источника тока:

Рис. 4.8. Однофазный мостовой выпрямитель при rа= 0, La 0, Ld = а – эквивалентная схема; б – временные диаграммы токов и напряжений Мостовая схема в течение каждого полупериода ничем не отличается от схемы с нулевым выводом, только здесь пропускает ток не один, а два вентиля, соединенные последовательно, и для каждого полупериода используются не отдельные половины вторичной обмотки, а одна обмотка, что повышает эффективность использования трансформатора. В мостовой схеме действующее значение тока во вторичной обмотке Iд = Id.

Вследствие аналогии электромагнитных процессов мостовая схема и схема с нулевым выводом имеют аналогичные внешние характеристики. Но из-за более эффективного использования вторичной обмотки в мостовой схеме типовая мощность трансформатора несколько ниже. Расчетные мощности обмоток и типовая мощность трансформатора мостовой схемы для рассматриваемого режима одинаковы:

Максимальное значение обратного напряжения на вентилях, как и в случае активной нагрузки, не превышает амплитудного значения вторичного напряжения трансформатора.

4.5. Трехфазная нулевая схема выпрямления Проведем анализ физических процессов и энергетических соотношений в нулевой m – фазной схеме выпрямления при следующих общепринятых допущениях:

ЭДС питающего трансформатора составляют симметричную систему m–фазных синусоидальных ЭДС;

нагрузка выпрямителя имеет индуктивный характер, и ток нагрузки идеально сглажен;

параметры трансформатора xа, rа принимаются постоянными во всех режимах работы выпрямителя;

вентили представляются идеальными ключами, срабатывающими когда напряжения на аноде и катоде равны.

Эквивалентная схема выпрямителя показана на рис. 4.9, а.

В работе выпрямителя можно выделить два режима, отличающиеся количеством одновременно работающих вентилей.

1. Внекоммутационный – в работе участвует одна фаза питающего трансформатора и вентиль, включенный в эту фазу.

2. Коммутационный режим – в работе участвуют под действием ЭДС самоиндукции индуктивности xа две и более фаз и соответствующее количество вентилей. В этом режиме происходит коммутация тока из одной фазы в другую. При нормальной загрузке выпрямителя в коммутационном процессе одновременно участвуют две фазы и длительность коммутации не превышает =2./m.

Расчетные схемы режимов работы выпрямителя приведены на рис.4.9, б.

Рис. 4.9. Эквивалентная схема m – фазного нулевого выпрямителя (а);

В идеализированной схеме коммутация осуществляется мгновенно, т. е. в любой момент времени ток пропускает только один вентиль, анод которого имеет наиболее высокий потенциал.

Продолжительность работы каждого вентиля =. Выпрямленное напряжение и ток имеют одинаковую форму и содержат m - кратные пульсации за период. Временные диаграммы работы нулевого выпрямителя при m = 3 (схема Миткевича) изображены на рис. 4.10.

Мгновенное значение обратного напряжения на вентиле Uобр.max в 3 раз больше амплитудного значения ЭДС вторичной обмотки.

Среднее значение выпрямленного напряжения При m = 3 Ud = 0,83 Em = 1,17 Eд При активной нагрузке формы кривых выпрямленного напряжения и тока одинаковы, поэтому среднее значение выпрямленного тока определяется аналогично (4.38):

где I m = – амплитудное значение тока вентиля.

При m = 3 Id = 0,83 Im.

В многофазной схеме с нулевым выводом число вторичных обмоток трансформатора равно числу пульсаций выпрямленного напряжения за период, поэтому каждый вентиль пропускает ток в течение части периода, равной меньше тока нагрузки При m = 3 I а ср = 0,277 I m или Im/Iа ср = 3, Рис. 4.10. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазного выпрямителя с нулевым выводом при активной нагрузке (rа = 0, La = 0, L = 0) Максимальное значение обратного напряжения на вентиле Действующее значение ЭДС вторичной обмотки трансформатора трансформатора ra и вентилей в прямом направлении rпр, то Ток во вторичной обмотке (так же как и ток вентиля) протекает в течение времени, определяемого углом за каждый период, поэтому действующее значение тока выпрямителя с нулевым выводом Учитывая внутреннее сопротивление обмоток трансформатора rа, xа, начало коммутационного процесса (замыкание ключа К, см.

рис. 4,9, б) возможно, когда напряжение работающей фазы и ЭДС вступающей в работу фазы станут равны:

Момент начала коммутационного процесса удобно принять за начало отсчета t = 0. Временные диаграммы работы нулевой схемы выпрямления для m = 3 показаны на рис. 4.11.

Рис. 4.11. Временные диаграммы работы трехфазного нулевого Для принятой точки отсчета система фазных ЭДС описывается выражением В соответствии с расчетной схемой (см. рис. 4.9, б) в коммутационном режиме процессы в выпрямителе описываются системой дифференциальных уравнений:

Решение этой системы уравнений относительно тока имеет вид [5] Длительность коммутационного процесса может быть определена из выражения (4.47) при условии, что i1 = I. Тогда в момент i1 = I, =.

В реальных условиях для установок средней и большой мощности активное сопротивление фазы ra много меньше индуктивного xa.

Поэтому длительность коммутационного процесса определяется в основном индуктивным сопротивлением фазы. В этом случае, выражение (4.47) упрощается и величина угла коммутации при = определяется как Активное сопротивление ra проявляется в источниках переменного тока малой мощности и влияет на форму тока в процессе коммутации. Так, при = 0,5–1 коммутационный ток изменяется по закону, близкому к линейному.

Во внекоммутационный промежуток времени открытым остается только один вентиль и, с учетом идеального сглаживания тока нагрузки I, выпрямитель описывается простым уравнением:

Для определения энергетических характеристик выпрямителя необходимо найти интегральные значения фазных токов. Упростить эту задачу позволяет замена кривой фазного тока, представляющей криволинейную трапецию, прямолинейной трапецией. Линеаризация кривой фазного тока на участке коммутации практически не изменяет площадь криволинейной трапеции, что обеспечивает минимальные погрешности в определении среднего и действующего значений фазных токов.

Уравнения, описывающие линеаризованную кривую фазного тока, имеют вид:

Выражения (4.50) позволяют определить действующее и среднее значения тока фазы трансформатора, питающего выпрямитель:

Соотношение интегральных значений переменного и постоянного токов выпрямителя позволяет ввести коэффициент преобразования схемы выпрямления по току:

идеально сглаженный ток нагрузки характеризуется одним значением I).

Из выражений (4.53) следует, что коэффициент использования тока трансформатора, питающего выпрямитель, ухудшается с ростом количества фаз и величины угла коммутации.

Соотношение напряжений в схеме выпрямителя можно определить, полагая, что во время коммутации тока в фазах e1 и ej, напряжение на нагрузке равно При этом учитываем допущение, что ra = 0.

После завершения коммутации напряжение в нагрузке равно фазной ЭДС:

Таким образом, среднее значение выпрямленного напряжения выпрямления по напряжению равен где Ед – действующее значение фазной ЭДС.

Зная коэффициенты преобразования выпрямителя по току и напряжению, можно определить коэффициент использования мощности питающего трансформатора:

Подставляя в полученное уравнение (4.58) значения kI, kU, получаем Из выражения (4.59) следует, что использование мощности источника питания выпрямителя ухудшается с ростом количества фаз и длительности коммутационного процесса. Графическая зависимость kис от числа фаз m при неизменном значении показана на рис. 4.12.

Наилучшее использование мощности цепи переменного тока достигается при количестве фаз m = 3, однако и в этом случае величина kис не превышает 70 %. Поэтому нулевые схемы выпрямления применяются лишь тогда, когда необходимо уменьшить число выпрямительных элементов или обеспечить режим работы выпрямителя с большими углами коммутации.

Выражения (4.48) и (4.56) позволяют получить уравнение внешней характеристики выпрямителя:

внутренним сопротивлением выпрямителя. Эта величина определяет степень наклона внешней характеристики и не связана с потерями энергии в выпрямителе. Эквивалентное внутреннее сопротивление позволяет учесть уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения за счет явления коммутации.

напряжении содержатся высшие гармонические составляющие. Часто качество выпрямленного напряжения оценивают с помощью коэффициента пульсаций, который может определяться с помощью гармонического анализа кривой выходного напряжения выпрямителя либо непосредственно по его форме. В последнем случае коэффициент пульсаций равен Очевидно, что коэффициент пульсаций уменьшается с ростом количества фаз, причем больший эффект достигается при нечетном числе фаз. Практически в трехфазных цепях достаточно просто удается получить шестифазные нулевые выпрямители за счет соединения вторичной обмотки трансформатора в шестифазную звезду, использования расщепленных вторичных обмоток трансформатора и др.

Как было показано выше, увеличение числа фаз выпрямителя приводит к ухудшению использования мощности питающего трансформатора и снижению эффективности использования вентиля, который проводит ток в течение меньшей части периода.

Кроме того, наличие постоянной составляющей в фазных токах трансформатора приводит к его подмагничиванию. Это может вызвать насыщение магнитопровода трансформатора и искажение формы кривой потребляемого тока, что приводит к появлению в питающей сети высших гармоник напряжения. Устранить эти нежелательные явления возможно только завышением мощности питающего трансформатора и снижением коэффициента использования его мощности (см. рис.4.12) или использованием мостовых двухполупериодных схем выпрямления.

4.6. Трехфазная мостовая схема выпрямления Схема и временные диаграммы токов и напряжений трехфазного мостового выпрямителя (схема Ларионова) при идеализированных условиях (rа = 0, La = 0, L = 0, rпр = 0) изображены на рис. 4.13.

выпрямительные группы: анодная VD2, VD4, VD6 и катодная VD1, VD3, VD5, каждая из которых повторяет работу трехфазной схемы с нулевым выводом. Следовательно, при таком же значении ЭДС вторичной обмотки трансформатора Ед, как и в трехфазной схеме с нулевым выводом, данная схема имеет среднее выпрямленное напряжение Ud в два раза больше, или, наоборот, при том же значении ЭДС Ед будет в два раза меньше (Ед=0,43Ud).

В мостовой схеме одновременно пропускают ток два вентиля:

один – с наиболее высоким потенциалом анода относительно нулевой точки трансформатора из катодной группы вентилей, а другой – с наиболее низким потенциалом катода из анодной группы вентилей. Так, например, в интервале 1–2 (см. рис. 4.13, б) пропускают ток вентили VD1 и VD4, в интервале 2–3 – вентили VD1 и VD6, в интервале 3–4 – вентили VD3 и VD6 и т. д.

В интервале 1-2 выпрямленное напряжение ud определяется разностью фазных ЭДС e1 – e2 (на рис. 4.13, б эта разность заштрихована), в интервале 2-3 напряжение ud = e1 – e3 и т. д. Таким образом, выпрямленное напряжение имеет шестифазные пульсации, хотя продолжительность работы каждого вентиля осталась такая же, как и в трехфазной схеме с нулевым выводом.

Рис. 4.13. Трехфазный мостовой выпрямитель при активной нагрузке Эпюры токов и напряжений трехфазного мостового выпрямителя для режима активно-индуктивной нагрузки показаны на рис. 4.14.

Кривые токов и напряжений построены при тех же допущениях, которые были приняты для нулевых схем: Ld =, rа= 0; вентили идеальны, питающие ЭДС синусоидальны.

Как следует из кривых изменения напряжений, показанных на рис. 4.14, в течение периода изменения синусоидальной ЭДС трансформатора имеет место 2m интервалов повторяемости схемы.

Выпрямленное напряжение имеет пульсации, число которых равно 2m за период фазной ЭДС. В мостовом выпрямителе нет вынужденного намагничивания сердечника трансформатора, так как фазный ток не содержит постоянной составляющей. В мостовом выпрямителе могут иметь место режимы работы с различным числом одновременно проводящих вентилей. На рис. 4.14 показан нормальный режим работы трехфазной схемы с одновременной работой вентилей группами по 2 и 3. Этот режим является основным и характерен для правильно спроектированного и загруженного выпрямителя. Увеличение тока нагрузки более номинального может привести к одновременной работе вентилей группами по 3–3 и 3–4. Эти режимы обычно рассматриваются как аномальные и в большинстве случаев могут допускаться только кратковременно.

Рис. 4.14. Эпюры токов и напряжений трехфазного мостового выпрямителя Рассматривая интервалы повторяемости работы вентилей, выделим два подинтервала: коммутационный – длительностью и внекоммутационный – длительностью коммутации, убеждаемся в его полной идентичности коммутации вентилей в нулевой схеме выпрямления. Следовательно, выражения, описывающие этот процесс для нулевой схемы (4.47), (4.48), полностью справедливы и для мостового выпрямителя.

Линеаризируя криволинейную трапецию фазного тока трансформатора по методике, изложенной выше, получим интегральные значения тока, потребляемого выпрямителем от питающей сети.

Среднее значение фазного тока равно 0, а действующее определяется выражением определяется как и его численное значение в при прочих равных условиях.

Выпрямленное напряжение мостового выпрямителя определяется по методике, использованной для нулевых схем. Среднее значение напряжения нагрузки в 2 раза превышает Ud для нулевых схем:

трансформатора равен характеризуется коэффициентом использования Численные значения kис для мостовых схем существенно больше, чем для нулевых. Максимального значения, так же как и для нулевых схем, коэффициент использования достигает для трехфазных выпрямителей (величина kис может достигать 0,95).

трансформатора, эффективное использование вентилей, отсутствие в сердечнике потоков вынужденного намагничивания, малый уровень пульсаций выпрямленного напряжения определяют широкое практическое применение трехфазных мостовых схем выпрямления.

Основные параметры схем выпрямителей при активной нагрузке Схема выпрямителя Однофазная двухполупериодная с нулевым выводом Трехфазная с нулевым выводом 0,583 0,855 0,676 2,09 0,33 1, 4.7. Управляемый однофазный выпрямитель с нулевым выводом При регулировании выпрямленного напряжения путем изменения моментов отпирания управляемых вентилей возникают искажения напряжений и токов обмоток трансформатора и цепи нагрузки, а также это приводит к сдвигу фаз основных гармоник тока по сравнению с неуправляемым режимом.

На рис. 4.15 представлены временные диаграммы напряжений и токов идеальной (rа = 0, rпр = 0, La = 0) однофазной схемы с нулевым выводом при активной нагрузке для произвольного значения угла регулирования, определяемого положением отпирающих импульсов управляемых вентилей iу1 и iу2 по отношению к ЭДС полуобмоток трансформатора е1 и e2. Среднее значение выпрямленного напряжения в этом случае равно Полученное выражение представляет собой регулировочную характеристику выпрямителя Ud = f(). Для данного режима среднее значение выпрямленного напряжения будет равно нулю при =.

В отличие от нерегулируемого режима в рассматриваемой схеме напряжение на вентиле на интервале перед отпиранием тиристора имеет положительные значения. Прямое напряжение на вентиле будет максимальным, равным Em, при.

Обратное напряжение на вентиле (после перехода тока через нуль) на интервале определяется отрицательным значением анодной ЭДС того же вентиля. С момента вступления в работу очередного вентиля обратное напряжение определяется результирующей ЭДС (e1 – е2) вторичной обмотки трансформатора. Обратное напряжение на вентиле будет максимальным, равным 2Еm, при.

Рис. 4.15. Эквивалентная схема (а) и временные диаграммы (б) управляемого однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активной нагрузке Среднее значение выпрямленного тока Среднее значение тока вентиля Действующее значение тока вентиля (или вторичной обмотки трансформатора) где k ф = – коэффициент формы кривой тока вентиля;

С увеличением угла регулирования коэффициент формы кривой тока растет, что необходимо учитывать при проектировании стабилизированных выпрямителей. Расчетные мощности обмоток и типовую мощность трансформатора определяют, исходя из неуправляемого режима как наиболее тяжелого.

При активно-индуктивной нагрузке схема может работать в двух режимах: в режиме непрерывного тока нагрузки ( = ) и в режиме прерывистого тока нагрузки ( < ). На рис. 4.16 показаны временные диаграммы токов и напряжений однофазной нулевой схемы выпрямления, нагруженной на активно-индуктивную нагрузку, работающей в режиме непрерывного тока.

В отличие от режима при активной нагрузке здесь выпрямленное напряжение на интервале имеет отрицательные значения. Это объясняется тем, что энергия магнитного поля индуктивности нагрузки поддерживает ток в вентиле и после перехода анодной ЭДС через нуль (на интервале ). Поэтому среднее значение выпрямленного напряжения будет равно Обратное напряжение на вентиле, в отличие от режима при активной нагрузке, определяется линейным значением ЭДС вторичной обмотки (e1 – е2) как на интервале, так и на интервале (-).

Форма токов в элементах схемы зависит от величины. При xd = соотношения между токами определяются так же, как в случае неуправляемого режима.

Коэффициент мощности выпрямителя в данном режиме тем ниже, чем больше угол регулирования. Это объясняется тем, что сдвиг по фазе основной гармоники тока первичной обмотки трансформатора по отношению к напряжению сети с увеличением угла также увеличивается.

Рис. 4.16. Временные диаграммы управляемого однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке При больших индуктивностях выходной цепи Ld в выпрямителях часто используют нулевой вентиль VD, шунтирующий нагрузку (см.

рис. 4.17, а). Применение шунтирующего вентиля уменьшает потребление из сети реактивной мощности, а следовательно, улучшает коэффициент мощности выпрямителя.

На рис. 4.17, б представлены временные диаграммы, поясняющие принцип работы схемы без учета параметров ra, rпр, Lа.

Нулевой вентиль VD включается в те моменты, когда вторичные ЭДС меняют знак с положительного на отрицательный. На интервале ток протекает через нагрузку и нулевой вентиль. Но так как нулевой вентиль шунтирует нагрузку, то выпрямленное напряжение в эти отрезки времени равно нулю. В результате первая гармоника тока в обмотке трансформатора при Ld = оказывается сдвинутой по фазе относительно напряжения сети на угол (без нулевого вентиля этот угол равен ).

Среднее значение тока в вентилях полуобмоток при Ld = Действующее значение тока вентилей Среднее значение тока в нулевом вентиле Действующее значение тока в нулевом вентиле Обратное напряжение на рабочих вентилях, как и в обычной схеме, определяется линейным напряжением вторичной обмотки.

Обратное напряжение на нулевом вентиле равно фазному напряжению.

Рис. 4.17. Однофазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке, шунтируемой нулевым вентилем:

Таким образом, включение в схему шунтирующего диода позволяет при сохранении прочих энергетических характеристик значительно повысить коэффициент мощности выпрямителя.

преобразователь электроснабжения, содержащей трехфазный мостовой преобразователь с управляемыми вентилями. Управляемые вентили позволяют регулировать величину выпрямленного напряжения в зависимости от угла регулирования – U d = f (). Анализ трехфазного мостового преобразователя будем проводить при следующих общепринятых допущениях: нагрузка активно–индуктивная L =, вентили – идеальные, активное сопротивление фазы трансформатора равно 0, индуктивное – xa. Кривые ЭДС, напряжения и токов в схеме выпрямителя, работающего с углом управления тиристорами, показаны на рис. 4.18.

Для нормального режима работы выпрямителя ( < ), с учетом принятых допущений, законы изменения фазных токов на интервале коммутации описываются выражением Тогда кривая фазного тока трансформатора на протяжении половины периода может быть представлена по интервалам:

Выражения (4.79) позволяют провести гармонический анализ кривой фазного тока выпрямителя и оценить степень его искажения. В силу симметрии относительно оси абсцисс питающий ток и напряжение не содержат ни постоянной составляющей, ни четных гармоник. После интегрирования в окончательном виде можно получить следующие выражения для косинусных и синусных гармоник тока трансформатора [7]:

Рис. 4.18. Эпюры токов и напряжений выпрямителя, Косинусная и синусная составляющие основной гармоники переменного тока i1 являются активной и реактивной составляющей основной гармоники тока относительно ЭДС.

Амплитудные значения гармонического спектра фазного тока можно представить в виде [7] Это выражение обращается в нуль при k, кратных трем, что говорит об отсутствии в спектре тока гармоник, кратных трем. С учетом этого значения амплитуда k –й гармоники тока может быть представлена выражением где k = 1, 5, 7, 11, 13, 17,....

Коэффициенты kk1, kk2 в формуле (4.82) являются функциями угла коммутации и зависят от номера гармоники тока:

Отсюда выражение для определения амплитуды основной гармоники тока, потребляемого выпрямителем, имеет вид Угол сдвига фаз между ЭДС и основной гармоникой тока трансформатора определяется соотношением Если приближенно считать, что sin, то Искажения напряжения сети, питающей выпрямитель, можно оценить по методике, изложенной в главе 3. Суть этой методики состоит в том, что высшие гармоники тока и напряжения связаны соотношением где Ukm – падение напряжения от k – й гармоники тока на сопротивлении фазы для этой гармонической составляющей kxa.

Из анализа работы выпрямителя следует, что для расчета гармонического состава токов и напряжений, энергетических и других характеристик необходимо определять угол коммутации. Этот угол зависит от выпрямленного тока Id и угла управления :

откуда С другой стороны, ток определяется выпрямленным напряжением Ud, величина которого регулируется углом по закону:

Из выражений (4.87), (4.89) можно получить уравнение внешней характеристики выпрямителя для нормального режима работы:

Графически внешние характеристики выпрямителя при разных представляют собой семейство прямых, параллельных друг другу.

выражениям (4.78)–(4.90) целесообразно осуществлять методом последовательных итераций с помощью ЭВМ.

С ростом тока нагрузки выпрямителя увеличивается длительность процесса коммутации, характеризуемая одновременной работой трех вентилей. Соответственно, меняется режим работы вентильного преобразователя. В частности, при достижении величины = в схеме постоянно проводят ток три вентиля. При дальнейшем увеличении тока нагрузки, в случае если <, угол коммутации не изменяется, поскольку в схеме не возникает условий для открытия четвертого вентиля. Внешняя характеристика выпрямителя в этом режиме описывается уравнением эллипса Режим работы >, характеризуемый поочередной работой трех и четырех вентилей, начинается с момента, когда +. Зависимость величины выпрямленного напряжения от тока нагрузки в этом режиме вновь становится линейной, но более круто падающей по сравнению с нормальным двух–трехвентильным режимом работы выпрямителя.

Уравнение внешней характеристики для значения = имеет вид относительных единицах) управляемого выпрямителя для различных углов управления показаны на рис. 4.19. При < внешние характеристики включают все режимы работы выпрямителя: двухтрехвентильный (нормальный) – участок L – M, трех-трехвентильный – участок M – N, трех-четырехвентильный – участок N – K.

90° среднее значение выпрямленного напряжения меняет знак и выпрямитель переходит в инверторный режим. В этом режиме большую часть работы вентиля его ток направлен против фазной ЭДС и активная мощность из цепи нагрузки передается в анодные цепи преобразователя, т. е. в источник переменного тока (рис.4. 23, г).

Процесс инвертирования представляет собой преобразование постоянного тока, протекающего в нагрузке преобразователя, в переменный ток, протекающий в анодных цепях преобразователя.

Поскольку коммутация вентилей в рассмотренной схеме происходит естественным образом за счет фазных ЭДС е1, е2, то такой инвертор называют ведомым сетью в отличие от автономных инверторов, не содержащих источника питания в цепи переменного тока.

Обычно в инверторном режиме угол управления вентилями отсчитывается в сторону опережения (влево) относительно сдвинутых на моментов естественной коммутации. Угол управления тогда называется углом опережения и обозначается = –.

Уравнения, характеризующие выпрямительный режим вентильного преобразователя, справедливы и для инверторного режима в силу идентичности физических процессов преобразования электроэнергии, если считать = –. В частности, для рассмотренной схемы в инверторном режиме Графическая зависимость напряжения в цепи постоянного тока преобразователя от угла управления показана на рис. 4.24, а, а семейство внешних характеристик преобразователя – на рис.4. 24, б.

Принцип действия более сложных инверторов, в том числе трехфазных, такой же, как и рассмотренного однофазного.

Характеристики всех инверторов также соответствуют характеристикам однофазного инвертора.

0, -0, Рис. 4.24. Регулировочная и внешние характеристики однофазного 4.11. Области применения выпрямителей Благодаря возможности регулирования выпрямленного напряжения и обмена активной мощностью между цепями переменного и постоянного тока управляемые выпрямители широко используются в электроприводах постоянного тока. Рассмотрим принцип действия реверсного управления двигателем постоянного тока с «электрическим»

торможением. Типичная схема такого электропривода с якорным управлением приведена на рис. 4.25.

Предположим, что двигатель работает в установившемся режиме и питается от вентильного преобразователя, работающего в выпрямительном режиме. Для эффективного и быстрого торможения необходимо перевести выпрямитель в инверторный режим. При этом энергия, накопленная во вращающихся частях привода, обеспечивает работу двигателя в генераторном режиме с инвертированием генерируемого постоянного тока в питающую сеть переменного тока.

Для перевода выпрямителя в инверторный режим достаточно переключить контакторы (K1– замкнуто, К2 – разомкнуто) и перевести углы управления тиристорами в область >.

Рис. 4.25. Схема реверсивного Рис. 4.26. Преобразователь Такой режим работы называется режимом рекуперации. Широкое применение рекуперативное торможение находит в электротранспорте.

Для бесконтактного осуществления режима рекуперации и реверса обычно используются два вентильных комплекта, подключенных встречно-параллельно.

На рис. 4.26 показан преобразователь выпрямительно инверторный ВИП-5600 УХЛ2 для магистральных электровозов ВЛ 65.

Преобразователь предназначен для выпрямления однофазного переменного тока частотой 50 Гц в постоянный в цепи питания тяговых двигателей в режиме тяги и преобразования постоянного тока в однофазный переменный ток частотой 50 Гц в режиме рекуперативного торможения электровозов переменного тока.

Другой широкой областью применения постоянного тока является электротехнология, например электролизные установки для производства цветных металлов. Обычно электролизные установки представляют собой группы последовательно соединенных электролизных ванн, напряжение каждой из которых составляет 3 – 7 В.

Группы электролизных ванн питаются от выпрямительных подстанций, токовая нагрузка которых может достигать сотен тысяч ампер. В качестве выпрямительных агрегатов применяют полупроводниковые выпрямители серий ВАК, ВАКР, В-ППД, В-ТПВД, ВГ-ТПЕ, ВГ-ТПВ и т. д. Мощность отдельных преобразователей достигает 120000 кВА.

Напряжение питания составляет 0,38; 6; 10 и 35 кВ.

На рис. 4.27 представлен внешний вид выпрямительных шкафов для питания электролизных и гальванических ванн. Кроме того, выпрямители могут использоваться для питания станков электрохимической обработки металлов, установок сточных вод и другого оборудования.

Рис. 4.27. Выпрямительные шкафы для технологических установок Пример схемы выпрямительного агрегата на 25 кА показан на рис. 4.28. Регулирование напряжения может осуществляться с помощью силового трансформатора 4, дросселями насыщения 6 и добавочного автотрансформатора 3.

Плавка различных металлов и сплавов в настоящее время осуществляется в дуговых электропечах. Например, дуговые печи прямого нагрева для плавки стали выпускаются вместительностью 0,5;

1,5; 3; 6; 12; 25; 50; 100 тонн с соответствующими мощностями трансформаторов: 0,83; 1,25; 2; 4; 8; 12,5; 32 и 50 MBA.

1 – разъединитель; 2 – масляный выключатель; 3 – автотрансформатор; 4 – силовой трансформатор; 5 – дроссели насыщения; 6 – выпрямительный блок Источником питания дуговых печей является понижающий трансформатор и полупроводниковый выпрямительный агрегат. Схема электрооборудования вакуумной печи типа ВДП показана на рис. 4. [10].

Весьма распространенным технологическим процессом является электрическая сварка. Дуговая сварка на постоянном токе имеет определенные технологические преимущества, что способствует расширению областей ее применения. Источник питания электросварочного агрегата на постоянном токе состоит из сварочного трансформатора, выпрямителя и иногда дросселя, включаемого в цепь постоянного тока.

В сварочных выпрямителях используются однофазные и трехфазные схемы. Более распространена трехфазная мостовая схема, обеспечивающая устойчивость сварочной дуги, а также равномерную загрузку всех фаз сети. Напряжение питания источников электросварки – 380/220 В, потребляемая мощность – 5-40 кВА.

Рис. 4.29. Электрическая схема питания дуговой печи:

Т – трансформатор понижающий; ДН – дроссель насыщения;

Выпрямители сварочные универсальные используются для комплектации сварочных и наплавочных полуавтоматов и автоматов, а также ручной дуговой сварки, резки и воздушно-дуговой сварки угольным электродом (рис. 4.30). Выпрямители обеспечивают плавное регулирование и стабилизацию сварочного тока и напряжения на дуге, оснащены светодиодной индикацией тепловой перегрузки и правильности подключения фаз питающей сети.

Рис. 4.30. Выпрямители сварочные универсальные Машины контактной сварки многоэлектродные применяются в самых разнообразных производствах: в производстве различных железобетонных конструкций в крупнопанельном домостроении, автомобильном производстве и т. д., (см. рис. 4.31), обеспечивают высокое качество сварки и высокую производительность технологического процесса. С помощью управляемых выпрямителей в этих установках обеспечивается стабилизация сварочного тока при изменении напряжения сети, ступенчато-плавная (фазовая) регулировка сварочного тока, дискретное регулирование позиций сварочного цикла и т. д.

Одной из самых известных областей применения является использование выпрямителей для зарядки аккумуляторных батарей и запуска двигателей автомобилей и сельхозтехники. Малогабаритные экономичные зарядные и пускозарядные выпрямители предназначены для зарядки аккумуляторных батарей емкостью от 55 до 220 А/ч напряжением 12 В или 24 В всех типов автомобилей и тракторов, а также для запуска двигателей в зимних условиях (рис. 4.32).

Рис. 4.31. Машины контактной сварки многоэлектродные Экономичное транспортирование электроэнергии на большие расстояния позволяют осуществлять линии электропередач постоянного тока. Преимуществами постоянного тока являются: большая пропускная способность линии, меньшие капитальные затраты, меньшие потери энергии, возможность несинхронной работы системы.

Для построения линии электропередачи постоянного тока необходимы две преобразовательные подстанции: первая – для выпрямления первичного напряжения переменного тока, а вторая – для инвертирования полученной электроэнергии в приемную сеть переменного тока.

Преобразовательные подстанции на диапазоны мощностей энергосистем могут быть построены на основе мощных полупроводниковых вентилей, соединенных последовательнопараллельными группами.

Широко применяются полупроводниковые выпрямители в системах возбуждения синхронных машин. Конструктивно такие выпрямители могут выполняться как стационарные, питаемые от возбудителей, так и вращающиеся, устанавливаемые на ротор возбудителя. В последнем случае системы возбуждения получаются бесконтактные.

5. ФИЛЬТРЫ ВЫСШИХ ГАРМОНИК

Фильтры могут применяться для улучшения качества как выходного напряжения силового преобразователя электроэнергии, так и формы кривой сетевого напряжения, питающего преобразователь.

Для повышения качества выходного напряжения вентильных преобразователей используют сглаживающие фильтры. Сглаживающие фильтры применяются для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, необходимого по условиям эксплуатации потребителя, получающего питание от выпрямителя.

При любой схеме выпрямления, помимо постоянной составляющей, в кривой выходного напряжения выпрямителя содержится переменная составляющая, называемая пульсацией напряжения. Эта пульсация может быть столь значительной, что непосредственное питание нагрузки от выпрямителя возможно относительно редко: зарядка аккумуляторных батарей, питание электродвигателей, цепей сигнализации и т. д., т. е. там, где приемник энергии не чувствителен к переменной составляющей в кривой выпрямленного напряжения.

Для уменьшения переменной составляющей в кривой выпрямленного напряжения между выпрямителем и нагрузкой устанавливается специальное устройство, называемое сглаживающим фильтром (рис. 5.1).

ВЫПРЯМИТЕЛЬ ФИЛЬТР НАГРУЗКА

Рис. 5.1. Схема подключения сглаживающего фильтра Сглаживающее действие фильтра характеризуется его коэффициентом сглаживания.

Коэффициент сглаживания фильтра по гармонике пульсаций q определяется как отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра K п ( q ) к коэффициенту пульсаций на его выходе K п ( q ) для той же гармоники q:

Коэффициенты пульсаций обычно определяют по первой гармонике переменной составляющей выпрямленного напряжения, так как все высшие гармонические по своей абсолютной величине значительно меньше первой и ослабляются фильтром в большей степени. Поэтому коэффициент сглаживания оценивают также по низшей гармонике пульсаций выпрямленного напряжения, при этом индекс q при коэффициенте сглаживания опускают:

где U (1) m, U (1) m – амплитуды основной гармоники пульсаций напряжения на входе и выходе сглаживающего фильтра;

Ud – постоянное (выпрямленное) напряжение на нагрузке;

U – падение постоянного напряжения на сглаживающем фильтре;

где = – коэффициент передачи постоянной составляющей напряжения с входа фильтра на его выход, который характеризует потерю напряжения в фильтре;

К ф = '' – коэффициент фильтрации, который устанавливает, во сколько раз уменьшается амплитуда пульсаций основной гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой пульсаций на его входе.

сопротивление для переменной составляющей тока. Поэтому переменная составляющая напряжения на входе значительно больше переменной составляющей на выходе сглаживающего фильтра ( U (1) m >> U (1) m ). Наряду с ослаблением переменной составляющей напряжения сглаживающий фильтр уменьшает его постоянную составляющую, т. е. Ud < Ud.вх, где Ud.вх – постоянная составляющая на входе сглаживающего фильтра. Чем меньше степень уменьшения постоянной составляющей, т. е. чем ближе к единице отношение напряжений Ud / Ud.вх при неизменном ослаблении переменной составляющей, тем качественнее фильтр. Для фильтров выпрямителей малой мощности величина коэффициента передачи обычно составляет 0,91–0,95, для выпрямителей большой мощности 0,99, для фильтров без потерь = 1.

Если пренебречь потерями в фильтре, то коэффициент сглаживания приближенно равен коэффициенту фильтрации:

В зависимости от того, на каких элементах они выполнены, сглаживающие фильтры можно условно разделить на две категории:

1) фильтры на резисторах и реактивных элементах (R,L,С – фильтры, см. рис. 5.2);

2) электронные фильтры.

5.1. Емкостной фильтр Для маломощных потребителей простейшим фильтром является конденсатор, подключенный параллельно нагрузке (рис. 5.2, а).

Сглаживающее действие конденсатора, включённого параллельно нагрузке, обеспечивается за счет его периодического заряда (когда напряжение на выходе выпрямителя превышает напряжение на емкости) и разряда (когда напряжение на выходе выпрямителя меньше, чем на зажимах конденсатора). Для обеспечения значительного сглаживания пульсаций необходимо, чтобы емкостное сопротивление конденсатора было значительно меньше, чем сопротивление нагрузки. В этом случае можно считать, что переменная составляющая тока вентиля равна току конденсатора, а постоянная составляющая – току нагрузки.

Маломощные выпрямители обычно работают в режимах, когда угол отсечки не превышает угла, поэтому для однополупериодных выпрямителей можно считать, что I '('1) m 2 I d.

Тогда амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе (на нагрузке) равна Если допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке – К 'п, то, учитывая, что Ud = rd Id, получим выражение для определения емкости сглаживающего конденсатора однополупериодного выпрямителя:

а – емкостной фильтр; б – индуктивный фильтр; в – Г-образный L-Cфильтр; г – многозвенный фильтр; д – П-образный фильтр;

выпрямителей I '('1) m I d, соответственно U (1) m коэффициенте пульсаций емкость сглаживающего конденсатора равна Основными недостатками емкостных фильтров являются перегрузка источника питания большими токами зарядки конденсатора и уменьшение времени протекания тока через вентили, т. е. ухудшение режима работы источника питания и увеличение обратного напряжения до такой величины, при которой может возникнуть электрический пробой вентиля.

5.2. Индуктивный фильтр Для выпрямителей средней и большой мощности применяются индуктивные фильтры (см. рис. 5.2, б), обеспечивающие непрерывность тока в цепи нагрузки и благоприятный режим работы для вентилей выпрямителя.

Принцип действия индуктивных фильтров основан на создании в обмотках дросселя, включенных последовательно в цепь нагрузки, противоЭДС самоиндукции, препятствующей изменению тока в цепи.

Уменьшение относительных изменений переменной составляющей тока в цепи вызывает уменьшение относительных изменений пульсаций напряжения на режимах нагрузки.

Для лучшего сглаживания пульсаций необходимо, чтобы индуктивное сопротивление дросселя было значительно больше, чем сопротивление нагрузки, т. е. чтобы выполнялось условие где р – коэффициент, зависящий от схемы выпрямления и показывающий, во сколько раз частота основной гармоники выпрямленного напряжения больше, чем частота сети;

= 2f – круговая частота;

Lдр – индуктивность дросселя.

Так как дроссель и последовательно включённая с ним нагрузка образуют для переменной составляющей делитель напряжения, то при выполнении условия (5.8) переменное напряжение на зажимах нагрузки будет значительно меньше, чем напряжение на зажимах дросселя.

Активное сопротивление дросселя обычно намного меньше сопротивления нагрузки, в связи с чем активным падением напряжения на дросселе можно пренебречь и считать, что постоянная составляющая напряжения на выходе фильтра равна постоянной составляющей на его входе.

Основными недостатками индуктивных фильтров являются изменение сглаживающего действия при изменении тока нагрузки и возможность появления перенапряжений в схеме при обрыве цепи нагрузки или резком уменьшении тока в цепи за счёт ЭДС самоиндукции дросселя.

5.3. Сложные R-, L-, C - фильтры Более эффективно сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения осуществляется при помощи фильтров, составленных из последовательно соединенных Г- или П-образных звеньев. В качестве элементов этих звеньев используются конденсаторы, дроссели и резисторы.

Если представить Г-образный фильтр (см. рис. 5.2, в) в виде четырехполюсника с входными аb и выходными cd зажимами (см.

рис. 5.2, е), то его коэффициент фильтрации можно определить из выражения Параметры элементов Г-образного фильтра выбираются таким образом, чтобы последовательно включенные с источником элементы имели большое сопротивление для переменной составляющей тока и малые сопротивления – для постоянной составляющей. В качестве последовательно включаемых элементов на практике обычно используют дроссель, а для маломощных потребителей – резистор.

Элементы фильтра, включаемые параллельно нагрузке, должны иметь малые сопротивления для переменной составляющей тока и большие сопротивления для постоянной составляющей. В качестве параллельно включаемых элементов обычно используют конденсатор.

Так как в правильно спроектированном Г-образном фильтре Y >> (на практике обычно r d ), то выражение (5.9) можно упростить:

Для индуктивно-емкостного фильтра Z = jpL, Y = jpC, откуда Из выражения (5.11) следует, что коэффициент фильтрации индуктивно-емкостного фильтра зависит от величины LC. Если емкость конденсатора выразить в «микрофарадах», а индуктивность дросселя в «генри» и учесть, что = 314 рад/с, то мы получим расчетную формулу LC –фильтра:

Если необходимо получить высокий коэффициент фильтрации напряжения, то обычно применяют многозвенные фильтры (см. рис. 5.2, д). В многозвенных фильтрах элементы отдельных звеньев подбирают таким образом, чтобы каждое последующее звено не влияло на работу предыдущего.

Если многозвенный фильтр составлен из последовательно соединенных L-C – фильтров, то необходимо, чтобы сопротивление дросселя последующего звена значительно превышало сопротивление конденсатора предыдущего звена, а сопротивление нагрузки было значительно больше сопротивления конденсатора для основной гармоники пульсаций. При выполнении этих условий коэффициент фильтрации многозвенного фильтра определяется как произведение коэффициентов фильтрации отдельных звеньев:

Многозвенные фильтры обычно выполняют из дросселей и конденсаторов одного типа. Для таких фильтров L1=L2=Ln=L, C1=C2=Cn=C, поэтому где К ф – коэффициент фильтрации первого звена;

n – число звеньев.

В П-образном фильтре (см. рис. 5.2, г), который обычно применяется для нагрузок малой мощности, первым звеном является конденсатор С, а вторым звеном – Г-образный LC- или RC-фильтр.

Коэффициент фильтрации П-образного фильтра где К ф – коэффициент фильтрации емкостного фильтра С1;

К ф – коэффициент фильтрации Г-образного фильтра, который связан с параметрами L и C2 соотношением (5.12).

В многозвенных фильтрах вопрос о выборе числа необходимых звеньев решается с учетом экономических показателей. Проведенные исследования показали, что с экономической точки зрения при Кф > целесообразно применять двухзвенные фильтры, а при Кф > 220 – трехзвенные.

5.4. Резонансные фильтры При необходимости фильтрации напряжения выпрямителя от определенных гармоник применяют резонансные фильтры (рис. 5.3).

Достоинствами резонансных фильтров является их большая компактность и меньшая стоимость в сравнении с обычными LCфильтрами.

По принципу действия резонансные фильтры делятся на два типа:

1) фильтры-пробки (основаны на резонансе токов);

2) режекторные фильтры (основаны на резонансе напряжений).

а – фильтр-пробка; б – Г-образный фильтр с резонансным контуром;

в – режекторный фильтр; г – Г-образный фильтр с резонансной цепочкой;

д – Г-образный фильтр с резонансными контуром и цепочкой Фильтры-пробки обычно используются вместо дросселя в LCфильтре (рис. 5.3, б). Коэффициент фильтрации Г-образного фильтра с резонансным контуром где Zр – сопротивление резонансного контура для определенной гармоники.

Величина продольного сопротивления, а соответственно и коэффициента фильтрации резонансного фильтра во много раз превышают индуктивное сопротивление дросселя и Кф обычного LCфильтра:

Применяя цепочку фильтров-пробок, настроенных каждая в резонанс на определенную гармонику, можно осуществить фильтрацию нескольких гармоник.

Режекторные фильтры (см. рис. 5.3, в, г) обычно используются в Г– образных фильтрах вместо конденсатора для фильтрации определенной гармоники. Сопротивление резонансной цепочки LрCр при резонансе минимально и определяется активным сопротивлением ветви:

где rL, rC – активные сопротивления, учитывающие потери в дросселе и конденсаторе соответственно.

Коэффициент фильтрации Г-образного фильтра с режекторной цепочкой для любой гармоники Для высокой фильтрации определенной гармоники используют фильтр-пробку и режекторный фильтр совместно (см. рис. 5.3, д).

К недостаткам резонансных фильтров можно отнести необходимость индивидуальной настройки каждого фильтра и снижение коэффициента фильтрации при изменении частоты внешнего источника питания.

5.5. Электронные фильтры В источниках электропитания небольшой мощности в последнее время все большее применение находят полупроводниковые фильтры, достоинствами которых являются малый вес и габариты и отсутствие магнитных полей рассеяния, которые приводят к увеличению помех радиоприему.

По применяемым схемным решениям полупроводниковые последовательным (см. рис. 5.4, а) или с параллельным (см. рис. 5.4, б) регулирующим транзистором.

Рис. 5.4. Схемы электронных сглаживающих фильтров:

а – полупроводниковый фильтр с последовательным регулирующим транзистором;

в – полупроводниковый фильтр с параллельным регулирующим транзистором В последовательных транзисторных фильтрах переменная составляющая выпрямленного напряжения падает на коллекторном переходе транзистора, так как рабочая точка транзистора выбирается на пологом участке характеристики. Поэтому величина среднего значения коллекторного напряжения должна быть выбрана так, чтобы разность среднего значения коллекторного напряжения и амплитуда пульсации были больше минимально допустимого значения коллекторного напряжения.

Величина коллекторного напряжения транзистора зависит от тока базы, протекающего через сопротивление Rб. При увеличении тока нагрузки (соответственно и тока коллектора транзистора) увеличивается и ток базы, так как где – коэффициент усилителя транзистора в схеме с общим эмиттером.

Соответственно, для увеличения коэффициента сглаживания транзисторного фильтра сопротивление базы транзистора Rб должно быть небольшим.

Кроме статического коэффициента усиления транзистора на величину коэффициента сглаживания пульсаций транзисторного фильтра также оказывают влияние соотношение входного сопротивления транзистора Rвх и сопротивления конденсатора Xc=1/pC; чем больше соотношение Rвх/Xc, тем лучше коэффициент фильтрации.

В схемах с последовательным включением транзистора через транзистор протекает весь ток нагрузки, что требует использования транзисторов большой мощности, в связи с чем на практике они применяются редко.

Большее распространение получили схемы сглаживающих фильтров с параллельным включением регулирующих транзисторов. В этом случае даже при больших токах нагрузки может быть применён относительно маломощный транзистор. Для уменьшения потерь мощности на транзисторе последовательно с нагрузкой включается гасящее сопротивление Rк. Однако это приводит к уменьшению КПД выпрямителя.

Важным достоинством сглаживающих фильтров с параллельным включением регулирующих транзисторов является то, что они сохраняют работоспособность питаемого устройства даже при выходе из строя транзистора.

Основным недостатком электронных фильтров является возможность их использования лишь при потребителях, некритичных к изменению постоянной составляющей выходного напряжения.

5.6. Сетевые фильтро-компенсирующие устройства Основой энергетических фильтров высших гармоник являются последовательные индуктивно-емкостные резонансные цепи, настроенные на соответствующие номера гармоник. Обычно резонансные L-C фильтры настраиваются на гармоники с номерами n = 5, 7, 11, 13.

Параметры каждой резонансной ветви фильтра определяются из условия где Lф, Сф – индуктивность и емкость элементов фильтра, n – номер гармоники.

Схема фильтрокомпенсирующего устройства (ФКУ) приведена на рис. 5.5.

В состав устройства, кроме резонансных L-C цепочек, настроенных на 5, 7, 11, 13 гармоники, входит управляемый тиристорный индуктивный реактор ХL и широкополостной емкостной фильтр Сф.

По приведенной схеме выпускаются серии комплектных силовых резонансных фильтров 5, 7, 11, 13 гармоник для сетей 6-10 кВ мощностью до 1200 кВАр для 5 и 7 гармоник и мощностью 850 кВАр для 11 и 13 гармоник.

Применение фильтров целесообразно, когда требуется не только улучшить гармонический состав напряжения сети, но и скомпенсировать реактивную мощность по основной гармонике в рассматриваемом пункте системы электроснабжения.

Очевидно, что резонансные фильтры высших гармоник на основной частоте сети представляют собой реактивные нагрузки емкостного характера. Регулировка результирующей реактивной мощности в цепи достигается с помощью индуктивного реактора ХL, ток которого регулируется биполярной тиристорной ячейкой. При полном открывании вентилей реактора суммарная реактивная мощность установки определяется разностью между мощностью, генерируемой фильтром, и мощностью, потребляемой реактором. При закрывании вентилей мощность индуктивного реактора уменьшается и при их полном закрытии мощность, генерируемая ФКУ, определяется суммарной мощностью батарей конденсаторов фильтров.

Фильтрокомпенсирующие устройства наиболее эффективно применять в сетях с известными и стабильными характеристиками искажений кривых токов и напряжений. Обычно это требование выполняется для вентильных нагрузок – выпрямителей, регуляторов и др.

6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Одним из наиболее распространенных способов преобразования электроэнергии по частоте и величине напряжения является применение статических преобразователей частоты (СПЧ), выполненных на основе полупроводниковых приборов. Основными достоинствами СПЧ являются: широкий диапазон частот преобразованного напряжения с возможностью его плавной регулировки; высокий КПД преобразования;

надежность и хорошие эксплуатационные качества.

По способам преобразования первичной электроэнергии СПЧ разделяются на преобразователи со звеном постоянного тока, или выпрямительно-инверторные, и на преобразователи с непосредственной связью питающей сети и нагрузки (НПЧ). НПЧ могут выполняться как с естественной коммутацией вентилей (ЕК), так и с искусственной коммутацией (ИК).

6.1. Преобразователи частоты с непосредственной связью НПЧ с естественной коммутацией вентилей позволяют преобразовывать переменный ток одной частоты в переменный ток другой – более низкой. Обычно для процесса преобразования электроэнергии с высокими энергетическими показателями отношение первичной частоты f1 к выходной частоте f2 должно быть не менее 4–5.

Одна из классических трехфазно-трехфазных схем НПЧ с естественной коммутацией вентилей приведена на рис. 6.1.

Рис. 6.1. Силовая схема трехфазно-трехфазного НПЧ ЕК на основе Силовая схема состоит из трех комплектов вентилей (I, II, III), каждый из которых представляет собой две встречно-параллельно включенные нулевые схемы. Каждый комплект формирует фазное напряжение U2 на соответствующей ему нагрузке Za, Zb или Zc с частотой f2. Каждая из фаз преобразователя работает независимо от других. Принцип действия НПЧ поясняется временными диаграммами, представленными на рис. 6.2. Если в моменты времени t1, t2, t открывать тиристоры 1, 2, 3, а к моменту времени t4 снять импульсы управления, то на нагрузке сформируется положительная полуволна выходного напряжения U2. Открывая тиристоры 4, 5, 6 в моменты времени t5, t6, t7, формируется отрицательная полуволна выходного напряжения.

Таким образом, регулируя с помощью системы управления количество полупериодов первичного напряжения U1 в полупериоде выходной частоты f2, можно дискретно регулировать выходную частоту.

Интервал дискретизации соответствует полупериоду напряжения питающей сети U1. Частота основной гармоники выходного напряжения может быть определена из выражения [9]:

где n – количество полуволн первичного напряжения;

m1 – количество фаз первичной сети.

Для осуществления плавного регулирования частоты применяется регулируемая пауза (tп) между включением и отключением катодной и анодной групп вентильного комплекта.

управляющие импульсы на тиристоры подаются с запаздыванием относительно точек естественной коммутации (t1, t2, t3….) на угол (U2’ на рис. 6.2).

Улучшить форму выходного напряжения НПЧ возможно путем плавного изменения величины угла управления по периодическому закону: треугольному, арккосинусоидальному и др. Например, на рис.

6.4 показаны временные диаграммы токов и напряжений трехфазнооднофазного НПЧ с ЕК, собранного по мостовой схеме (рис. 6.3).

Для получения кривой выходного напряжения, близкой к синусоидальной, углы регулирования в выпрямительном и инверторном режимах должны изменяться по арккосинусоидальному закону [9]:

где =, U2m – амплитудное значение выходного напряжения;

U2m0 – наибольшее значение выходного напряжения, соответствующее полностью открытым тиристорам.

При = 1 закон изменения углов регулирования и для обеих групп тиристоров должен быть линейным (рис. 6.3).

Рис. 6.3. Непосредственный преобразователь частоты трехфазного тока На диаграмме видно, что кривая напряжения на нагрузке по своей форме приближается к основной гармонике U2(1). Очевидно, что чем больше кратность частот питающего напряжения и выходной частоты преобразователя, тем ближе форма выходного напряжения U2 к синусоиде.

К основным достоинствам НПЧ ЕК могут быть отнесены следующие:

• высокий КПД, благодаря однократному преобразованию электроэнергии;

• возможность двустороннего обмена электрической энергией между питающей сетью и нагрузкой, что позволяет преобразователю работать на любой тип нагрузки;

• относительная простота силовых схем преобразователя;

• естественная коммутация вентилей.

В качестве наиболее существенных недостатков данного типа преобразователей отметим низкий коэффициент мощности и ограничение верхнего предела частоты выходного напряжения.

Рис. 6.4. Формирование выходного напряжения при переменном угле регулирования НПЧ Введение искусственной коммутации позволяет расширить диапазон выходных частот и повысить энергетические показатели преобразователя частоты с непосредственной связью.

Одним из наиболее эффективных способов формирования выходного напряжения с помощью полностью управляемых статических преобразователей частоты является циклическое подключение через равные интервалы времени фаз источника к фазам нагрузки. В этом случае в выходном напряжении источника отсутствуют субгармоники в широком диапазоне изменений частот генератора и коммутации. Система управления преобразователя получается сравнительно простой благодаря тому, что не требуется получать и использовать информацию о первичном напряжении.

Вариант НПЧ ИК показан на рис. 6.5.

Система питающих напряжений представляет собой m групп трехфазных систем. Минимальное значение m = 2, с увеличением количества групп трехфазных обмоток качество выходного напряжения преобразователя улучшается при одновременном ухудшении использования мощности первичного источника электропитания.

Ключи К1, К2,..., Кm – полностью управляемые.

Принцип действия преобразователя поясняется временными диаграммами, показанными на рис. 6.4. Если в течение времени t = t1 – t0 замкнут первый ключ К1, а остальные разомкнуты, то к фазам нагрузки будут приложены фазные напряжения Ua1, Ub1, Uc1. В момент времени t1 замыкается следующий ключ и размыкается предыдущий. На интервале t2–t1 напряжение на нагрузке формируется из напряжений следующей группы обмоток: Ua2, Ub2, Uc2, сдвинутых относительно Ua1, Ub1, Uc1 на угол.

Таким образом, в результате переключения обмоток источника полупроводниковыми ключами К1, К2,..., Кm в нагрузке формируется переменное напряжение с частотой f2, отличной от частоты питающего источника f1. На рис. 6.5 показано напряжение одной из фаз нагрузки U при количестве групп обмоток m = 6. Напряжения двух других фаз формируются аналогично и сдвинуты относительно первой на и радиан выходного напряжения частоты f2.

Частота основной гармоники кривой выходного напряжения связана с частотой первичной сети f1 и частотой коммутации fк как С возрастанием частоты коммутации обмоток источника питания от нуля до f1 частота основной гармоники напряжения на нагрузке уменьшается от f1 до нуля. При fк > f1 частота основной гармоники выходного напряжения вновь увеличивается. Смена знака у выходной частоты указывает на обратный порядок чередования фаз напряжения на нагрузке. Следовательно, применение рассматриваемой схемы для частотного регулирования электродвигателей обеспечивает плавный бесконтактный реверс при изменении соотношения f1 / fк.

Из принципа действия преобразователя следует, что выходное напряжение формируется из многофазного напряжения первичной сети.

Функция НПЧ сводится к переключению групп трехфазных обмоток в определенной последовательности. Длительность подключенного состояния каждой группы трехфазных обмоток к нагрузке определится как где kf - отношение частоты ЭДС основной гармоники первичной сети f к частоте основной гармоники выходного напряжения f2. Знак «-»

соответствует режиму работы преобразователя с частотой переключения обмоток fк < f1, «+» – с частотой коммутации fк > f1.

При мгновенной коммутации ключей преобразователя может быть проведен гармонический анализ токов и напряжений преобразователя и определены его энергетические характеристики. Коэффициент преобразования по напряжению, равный отношению действующего значения фазного напряжения основной гармоники напряжения нагрузки U2д к действующему значению основной гармоники питающей сети U1д, равен [5] Коэффициент преобразования по току при достаточно большом количестве групп обмоток m 6 равен где I2д – действующее значение основной гармоники тока нагрузки;

I1д – действующее значение основной гармоники фазного тока питающей сети.

На временных диаграммах токов и напряжений преобразователя (см. рис. 6.5) заметны участки (t0 – t1, t1 – t2), на которых основная гармоника фазного тока обмоток питающего источника опережает свою ЭДС и участки (t3 – t4, t4 – t5), на которых ток имеет явно отстающий, индуктивный характер. В среднем интегральное значение коэффициента мощности такого преобразователя может быть существенно выше, чем в НПЧ ЕК.

Таким образом, ценой использования полностью управляемых вентилей удается улучшить характеристики преобразователей частоты с непосредственной связью и естественной коммутацией вентилей.

6.2. Выпрямительно-инверторные преобразователи частоты Выпрямительно-инверторные преобразователи частоты строятся в соответствии со структурной схемой, показанной на рис. 6.6. В этом преобразователе переменное напряжение U1, f1, m1 питающей сети выпрямляется с помощью выпрямителя В, фильтруется фильтром Ф и инвертируется автономным инвертором АИ в выходное напряжение U2, имеющее частоту f2 и количество фаз m2. Регулирование частоты выходного напряжения осуществляется инвертором, а величины – управляемым выпрямителем. Иногда обе функции выполняет инвертор, а выпрямитель используется неуправляемый. Управление выпрямителем осуществляется системой управления выпрямителя – СУВ, а инвертора – СУИ.

Данный тип преобразователей частоты проще, чем НПЧ, и позволяет регулировать выходную частоту f2 в широком диапазоне, как выше, так и ниже частоты питающей сети.

Недостатком выпрямительно-инверторных преобразователей частоты является двойное преобразование энергии, что ухудшает их КПД и приводит к увеличению массы и габаритов.

Рис. 6.6. Структурная схема преобразователя частоты Важнейшим элементом преобразователей частоты со звеном постоянного тока является автономный инвертор. В отличие от инверторов, ведомых сетью, у автономного инвертора на стороне переменного тока нет источника переменной ЭДС. Поэтому автономный инвертор принципиально нуждается в полностью управляемых вентилях, выполняющих роль ключей, коммутирующих фазы нагрузки к источнику постоянного напряжения.

По характеру протекающих в схеме электромагнитных процессов автономные инверторы подразделяются на инверторы тока и инверторы напряжения (см. рис. 6.7, а, б).

Инверторы напряжения формируют в нагрузке кривую напряжения, а форма тока зависит от характера нагрузки.

В первом полупериоде (0 t2, рис. 6.7, б) открыты вентили VS и VS2, путь тока показан сплошной линией. В момент времени = t вентили VS1 и VS2 закрываются, а вентили VS3 и VS4 открываются. Так как нагрузка имеет активно-индуктивный характер, в первый момент после переключения вентилей (t2 t3) ток в нагрузке за счет ЭДС самоиндукции сохраняет свое направление, а ток в цепи источника питания меняет знак. В этот промежуток времени запасенная в нагрузке энергия возвращается в источник питания.

При активно-индуктивной нагрузке реактивный ток iн замыкается на источник постоянного напряжения Ud через диоды обратного выпрямителя VD1-VD4 (пунктирная линия на рис. 6.7, б). Если инвертор питается от выпрямителя, то для обеспечения проводимости источника постоянного напряжения в обратном направлении на входе ставится конденсаторная батарея С, которая одновременно выполняет и функции фильтра высших гармоник. Инвертор напряжения характеризуется жесткой внешней характеристикой, может работать в режиме, близком к холостому ходу. Нагрузка инвертора напряжения может иметь активный или активно-индуктивный характер. Из-за значительных бросков тока данный тип инверторов не может работать на емкостную нагрузку.

Инверторы тока формируют в нагрузке кривую тока (рис. 6.7, а).

Форма кривой напряжения зависит от параметров нагрузки. Для придания питающему источнику свойств источника тока во входную цепь включается дроссель Ld с большой индуктивностью. Инвертор тока может работать только на активно-емкостную нагрузку, когда напряжение анод-катод закрывающегося вентиля в течение некоторого времени поддерживается отрицательным. В режиме холостого хода данный тип инверторов работать не может из-за невозможности перезаряда конденсатора С.

Наибольшее распространение получили трехфазные автономные инверторы, среди которых необходимо отметить мостовую схему.

Силовая схема такого инвертора с включением нагрузки в звезду показана на рис. 6.8. Для замыкания реактивного тока нагрузки инвертор АИ использует обратный выпрямитель ОВ.

Рис. 6.7. Схемы и временные диаграммы инвертора тока (а) Рис. 6.8. Силовая схема трехфазного мостового инвертора Рассмотрим принцип формирования переменного трехфазного напряжения, считая, что длительность углов проводимости тиристоров равна 180°. Временные диаграммы проводимости силовых вентилей автономного инвертора показаны на рис.6.9.

Рис. 6.9. Временные диаграммы проводимости вентилей и фазных напряжений на нагрузке трехфазного мостового инвертора Как видно из диаграммы, каждому из возможных шести сочетаний состояний вентилей соответствует своя эквивалентная схема подключения фаз нагрузки к источнику питания Ud. Все эти эквивалентные схемы характеризуются двумя способами подключения нагрузки. Каждая фаза либо включена параллельно другой фазе и последовательно с третьей, либо последовательно с двумя другими фазами, соединенными параллельно. Поэтому при равных сопротивлениях фаз к каждой фазе прикладывается напряжение, равное двухступенчатую форму. Действующее значение фазного напряжения U = U d, амплитудное значение первой гармонической составлявшей трехфазного мостового инвертора отсутствуют гармоники, кратные трем, амплитудные значение пятой и седьмой гармоник составляют соответственно 20 и 14,3 % от амплитуды первой гармоники. При включении нагрузки в треугольник форма фазных напряжений получается прямоугольной.

Кроме 180°- го управления вентилями инвертора, распространено также 120°-е управление, что при соединении нагрузки в звезду обеспечивает прямоугольную форму напряжения на нагрузке, а при соединении нагрузки треугольником – двухступенчатую, как для 180° управления.

напряжения автономных инверторов Важнейшими техническими характеристиками, предъявляемыми к автономным инверторам, являются высокое качество выходного напряжения и возможность его регулирования в заданных пределах.

Улучшить форму выходного напряжения автономных инверторов возможно несколькими путями: использованием электрических фильтров, векторным синтезированием синусоиды, широтноимпульсной модуляцией прямоугольного напряжения.

В качестве фильтров обычно применяются пассивные L-C– фильтры различных схемных решений. Недостатком фильтрующих устройств является большая установленная мощность, а следовательно, габариты и вес. Инверторы с регулируемой частотой требуют применения фильтров с перенастраиваемыми параметрами.

Суть векторного способа состоит в формировании выходного напряжения из напряжений нескольких инверторов, имеющих соответствующие фазу и частоту. Например, на рис. 6.10 показан принцип формирования напряжения улучшенной формы путем суммирования напряжений трех инверторов, имеющих частоты f1, 3f1, 5f1, соответствующих амплитуд и углов фазового сдвига. Как следует из рис. 6.10, форма напряжения на нагрузке улучшается по сравнению с прямоугольной.

Векторный способ формирования выходного напряжения обеспечивает возможность регулировки величины и частоты выходного напряжения без существенного изменения гармонического состава выходного напряжения.

Широтно-импульсная модуляция прямоугольного напряжения нагрузки автономного инвертора позволяет улучшить его гармонический состав.

синусоидального сигнала и исключения определенных гармонических составляющих применяют одно- или двухполярную модуляцию прямоугольного напряжения.

Рис. 6.10. Преобразователь с суммированием прямоугольных На рис. 6.11 представлены временные диаграммы выходного напряжения однофазного мостового инвертора напряжения при двухполярной (рис. 6.11, а) и однополярной (рис. 6.11, б) модуляции. В результате широтно-импульсной модуляции удается устранить относительно низкочастотные (3, 5) гармоники спектра. В то время относительная величина высших гармоник (7-й и выше) увеличивается.

Высокая частота этих гармоник позволяет их легко отфильтровать.

Достоинством ШИМ является простота силовых схем, широкий диапазон регулирования выходной частоты, начиная с нулевой.

Основными недостатками ШИМ являются некоторые усложнения цепей управления инвертора и увеличение частоты переключения вентилей, что увеличивает в них потери мощности.

Для регулирования величины выходного напряжения автономных инверторов также используют различные методы, наиболее распространенными из которых являются амплитудное, фазовое и широтно-импульсное регулирование.

Амплитудный метод регулирования осуществляется с помощью управляемого выпрямителя на входе инвертора, однотактного тиристорного ключа в цепи постоянного тока и на основе вольтодобавочных устройств. Амплитудный метод регулирования выходного напряжения применяется как для инверторов тока, так и для инверторов напряжения.

Рис. 6.11. Виды широтно-импульсной модуляции а – двухполярная модуляция; б – однополярная модуляция При применении управляемых однофазных или трехфазных выпрямителей регулирование напряжения на нагрузке осуществляется за счет регулирования напряжения, подаваемого на инвертор. В этом случае усложняется схема преобразователя и требуется применение сглаживающих фильтров большей мощности, чем в схемах с неуправляемыми выпрямителями.

Применение однотактного тиристорного ключа в цепи постоянного тока (рис. 6.12) имеет существенные недостатки: ключ рассчитывается на полную мощность нагрузки, а установленная мощность фильтра имеет большую величину, но в этом случае можно использовать нерегулируемый первичный источник питания (аккумуляторная батарея, неуправляемый выпрямитель).

Рис. 6.12. Регулирование выходного напряжения инвертора с помощью тиристорного ключа в цепи постоянного тока Вольтодобавочное устройство обычно строится на основе дополнительного автономного инвертора, напряжение на вторичной обмотке трансформатора которого рассчитывается, исходя из диапазона регулирования выходного напряжения. В случае небольшого диапазона регулирования выходного напряжения установленная мощность вольтодобавочного инвертора незначительна.

Вольтодобавочное устройство может включаться последовательно или параллельно основному инвертору. Последовательное включение более эффективно, так как позволяет повысить КПД всего устройства и при меньших габаритах фильтра получить одни и те же пульсации, что и при параллельном включении. К тому же данный метод удачно сочетается с системой фазового регулирования выходного напряжения.

На рис. 6.13 представлены структурная схема (см. рис. 6.13, а) и векторная диаграмма напряжений (см. рис. 6.13, б) автономного инвертора с геометрическим сложением напряжений.

Выходные обмотки трансформатора дополнительного инвертора АИдоп включены последовательно с обмотками трансформатора основного инвертора АИ. При изменении фазового сдвига выходного напряжения дополнительного инвертора Uдоп относительно выходного напряжения основного инвертора U изменяется и геометрическая сумма напряжений, а следовательно и напряжение на нагрузке Uн.

Рис. 6.13. Регулирование выходного напряжения инвертора с помощью геометрического суммирования напряжений Фазовый метод регулирования реализуется также с помощью управляемых вентилей (тиристоров), включенных последовательно с нагрузкой (рис. 6.14) или обратного управляемого выпрямителя (см.

рис. 6.15).

При применении обратного выпрямителя, составленного из вентилей VS5-VS8, напряжение на нагрузке регулируется за счет изменения баланса потребляемой реактивной и активной мощности при изменении углов управления вентилей обратного выпрямителя.

Рис. 6.14. Фазовый метод регулирования напряжения с помощью последовательно включенных с нагрузкой тиристоров Однако тиристоры в цепи нагрузки ухудшают форму выходного напряжения, а обратный управляемый выпрямитель может быть применен только для инверторов тока.

Широтно-импульсный метод регулирования выходного напряжения рассмотрим на примере трехфазного мостового инвертора, принцип работы которого изучен в предыдущей главе. Функции инвертирования и регулирования напряжения таких устройств совмещены в одной силовой части, что обеспечивает их высокий КПД, малый вес и габариты. Сущность метода заключается в том, что в процессе работы инвертора можно изменять длительность включенного и выключенного состояний рабочих тиристоров и тем самым изменять напряжение на выходе инвертора.

Рис. 6.15. Фазовый метод регулирования напряжения с помощью На рис. 6.16 представлены временные интервалы работы вентилей и диаграммы напряжения на нагрузке трехфазного мостового инвертора, выполненного по схеме, изображенной на рис. 6.8.

Диаграммы соответствуют углу проводящего состояния вентилей = 120 (см. рис. 6.16, а) и = 90 (см. рис.6.16, б).

Из временных диаграмм, изображенных на рис. 6.9 и 6.16, отчетливо видно, что при широтно-импульсном методе регулирования выходного напряжения автономных инверторов изменение величины выходного напряжения приводит к изменению его формы. Именно этот фактор является основным недостатком рассмотренного способа регулирования.

Рис. 6.16. Временные диаграммы проводимости вентилей и фазных напряжений на нагрузке трехфазного мостового инвертора преобразователей частоты Основными областями применения статических преобразователей частоты являются вентильный электропривод переменного тока и электротехнология.

В качестве примера на рис. 6.17 приведена одна из схем асинхронного электропривода с автономным инвертором напряжения.

Преобразователь частоты со звеном постоянного тока содержит управляемый выпрямитель УВ, выходное напряжение которого фильтруется фильтром L0-C0 и инвертируется в переменное напряжение регулируемой частоты и величины f2, U2, которым питается асинхронный двигатель АД. Величина выходного напряжения регулируется управляемым выпрямителем, а частота – инвертором. Для обеспечения принудительного выключения тиристоров служат диоды, включаемые последовательно с тиристорами и L-C– цепочки между фазами инвертора. Реактивный ток нагрузки замыкается через диоды обратного выпрямителя ОВ. Когда ток и напряжение нагрузки автономного инвертора напряжения (АИН) имеют одинаковую полярность, то цепью тока являются: положительный вывод УВ, реактор L0, соответствующие тиристоры АИН, обмотки двигателя и вентили катодной группы АИН и минусовый вывод выпрямителя.

Отстающий реактивный ток нагрузки протекает под воздействием ЭДС самоиндукции обмоток АД по соответствующим вентилям обратного выпрямителя ОВ и замыкается на емкость С0. Величина этой ёмкости должна выбираться в соответствии с реактивной мощностью нагрузки, т. е. асинхронного двигателя.

U1, f

УВ АИН ОВ

Рис. 6.17. Схема вентильного асинхронного электропривода Законы регулирования управляемого выпрямителя и автономного инвертора должны предусматривать одновременное взаимосвязанное регулирование величины U2 и частоты f2 напряжения, питающего двигатель.

В качестве примера использования статического преобразователя частоты в электротехнологических установках рассмотрим схему питания индукционной тигельной печи. Такие печи мощностью от 90 до 2500 кВА с повышенной частотой (500, 1000 и 2400 Гц) предназначены для плавки и рафинирования сталей.

Принципиальная схема питания индукционной тигельной печи от выпрямительно-инверторного преобразователя частоты показана на рис.

6.18 [10]. На рисунке обозначены: АВ – автоматический выключатель питающей сети 0,38 кВ; В – тиристорный выпрямитель; ПУ – пусковое устройство; БР – блок реакторов, И – однофазный мостовой инвертор;

ИТП – индукционная тигельная печь.

В ПУ БР И

Рис. 6.18. Схема питания индукционной тигельной печи Кроме индукционных печей для плавления металлов, тиристорные преобразователи частоты широко применяются для индукционной поверхностной закалки изделий из стали и чугуна. В этих установках используются преобразователи частоты типа ТПЧ мощностью 100–3200 кВт и частотой 0,15–8 кГц. Напряжение питания преобразователей 0,38; 0,66; 6 или 10 кВ.

В связи с развитием автономных систем электроснабжения на транспорте, а также использованием энергии природных возобновляемых ресурсов применяются машинно-вентильные системы типа ПС-ПЧ: переменная скорость вращения, постоянная частота генерируемого переменного тока. Такие системы преобразуют первичную электроэнергию электромашинного генератора, вращаемого с переменной скоростью от вала отбора мощности ходового двигателя транспортного средства или от турбины, работающей в потоке воды или воздуха.

Достоинствами систем типа ПС-ПЧ являются высокие энергетические показатели, хорошее качество выходного напряжения в установившихся и переходных режимах, экономичность построения источников электропитания за счет упрощения конструкций турбин, исключение устройств стабилизации частоты вращении генератора и т. д.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Чебовский О. Р. и др. Силовые полупроводниковые приборы. Справочник. – М. : Энергия, 1975.– 512 с.

2. Поскробко А. А., Братолюбов В. В. Бесконтактные коммутирующие и регулирующие полупроводниковые устройства на переменном токе. – М. : Энергия, 1978. – 192 с.

3. Проектирование электрических аппаратов: учебник для вузов /под ред. Г. И. Александрова. – Л. : Энергоатомиздат, 1985.

– 448 с.

4. Лукутин Б. В., Обухов С. Г. Эквивалентная нагрузка генератора микрогидроэлектростанции с автобалластной нагрузкой // Электромеханика. Ивестия вузов. – 1988. –№ 5. – С.99–104.

5. Цукублин А. Б., Лукутин Б. В. Вентильные электрические машины. Учебное пособие. – Томск. : Изд-воТПИ, 1984. – 94 с.

6. Лукутин Б. В., Сипайлов Г. А. Использование механической энергии возобновляемых природных источников для электроснабжения автономных потребителей. – Фрунзе.: Илим, 1987. – 135 с.

7. Нейман Л. Р., Глинтерник С. Р., Емельянов А. В., Новицкий В. Г. Электропередача постоянного тока как элемент энергетических систем. – М.-Л. : Изд-во АН-СССР, 1962. – 340 с.

8. Костырев М. Л., Скороспешкин А. И. Автономные асинхронные генераторы с вентильным возбуждением. – М. :

Энергоатомиздат, 1993. – 160 с.

9. Чиженко И. М., Руденко В. С., Сенько В. И. Основы преобразовательной техники: учебное пособие для специальности «Промышленная электроника». – М. : Высш. шк., 1974. – 430 с.

10. Жежеленко И. В. и др. Эффективные режимы работы электротехнологических установок. – Киев : Техника, 1987. –

ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

1. ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ СИЛОВЫХ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЭЛЕКТРОЭНЕРГИИ

1.1. Классификация силовых преобразователей электроэнергии............. 1.2. Системный подход к анализу силовых преобразователей электроэнергии

2. ХАРАКТЕРИСТИКИ СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ

ПРИБОРОВ

2.1. Параметры и схемы замещения силовых вентилей

2.2. Конструкция и маркировка силовых полупроводниковых приборов

2.3. Способы формирования управляющих сигналов для тиристоров.. 2.4. Понятие об искусственной коммутации тиристоров

3. ТИРИСТОРНЫЕ КОММУТИРУЮЩИЕ И РЕГУЛИРУЮЩИЕ

УСТРОЙСТВА В СЕТЯХ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

3.1. Тиристорные коммутаторы

3.2. Тиристорные усилители

3.3. Работа фазорегулируемых тиристорных усилителей

3.4. Искажения напряжения питающей сети нелинейной нагрузкой..... 3.5. Фазорегулируемый тиристорный усилитель без нулевого провода 3.6. Фазорегулируемые тиристорные усилители с активноиндуктивной нагрузкой

3.7. Примеры практического использования тиристорных коммутирующих и регулирующих устройств

4. ВЫПРЯМИТЕЛИ

4.1. Общие сведения

4.2. Однополупериодный неуправляемый выпрямитель однофазного тока

4.3. Однофазный выпрямитель с нулевым выводом

4.4. Однофазная мостовая схема выпрямителя

4.5. Трехфазная нулевая схема выпрямления

4.6. Трехфазная мостовая схема выпрямления

4.7. Управляемый однофазный выпрямитель с нулевым выводом........ 4.8. Трехфазный управляемый мостовой преобразователь

4.9. Специальные схемы выпрямителей

4.10. Инверторный режим управляемого выпрямителя

4.11. Области применения выпрямителей

5. ФИЛЬТРЫ ВЫСШИХ ГАРМОНИК

5.1. Емкостной фильтр

5.2. Индуктивный фильтр

5.3. Сложные R, L, C - фильтры

5.4. Резонансные фильтры

5.5. Электронные фильтры

5.6. Сетевые фильтро-компенсирующие устройства

6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

6.1. Преобразователи частоты с непосредственной связью.................. 6.2. Выпрямительно-инверторные преобразователи частоты ............... 6.3. Способы улучшения качества выходного напряжения автономных инверторов

6.4. Практическое использование статических преобразователей частоты

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

ОГЛАВЛЕНИЕ

Борис Владимирович Лукутин Сергей Геннадьевич Обухов

СИЛОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ В

ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИИ

Редактор Н. Т. Синельникова Подписано к печати Формат 60х84/16. Бумага офсетная.

Плоская печать. Усл. печ. л.. Уч.-изд. л.

Тираж экз. 3аказ. Цена свободная.

Издательство ТПУ. 634050, Томск, пр. Ленина, 30.