Реферат

Отчет 96 с., 1 ч., 18 рис., 1 табл., 108 источн., 2 прил.

Полупроводниковый преобразователь, электромагнитная

совместимость, амплитудная модуляция, амплитудно-частотные

характеристики, развертывающие преобразователи

В отчете представлены результаты исследований, выполненных по 3 этапу

Государственного контракта № 14.740.11.1100 "Энергоэффективные

электроприводы нового поколения для объектов с тяжёлыми условиями

эксплуатации (электроприводы нефтегазового комплекса, тяговые электроприводы)" (шифр "2011-1.2.2-226-011") от 24 мая 2011 по направлению "Проведение научных исследований научными группами под руководством кандидатов наук в следующих областях:- атомная энергетика, ядерный топливный цикл, безопасное обращение с радиоактивными отходами и отработавшим ядерным топливом;- водородная энергетика; новые и возобновляемые источники энергии; - производства топлив и энергии из органического сырья; - создание энергосберегающих систем транспортировки, распределения и потребления тепла и электроэнергии; создание энергоэффективных двигателей и движителей для транспортных средств" в рамках мероприятия 1.2.2 "Проведение научных исследований научными группами под руководством кандидатов наук.", мероприятия 1. "Проведение научных исследований научными группами под руководством докторов наук и кандидатов наук", направления 1 "Стимулирование закрепления молодежи в сфере науки, образования и высоких технологий."

федеральной целевой программы "Научные и научно-педагогические кадры инновационной России" на 2009-2013 годы.

Цель работы - повышение всего комплекса технико-эксплуатационных и энергосберегающих характеристик систем электроприводов объектов с тяжёлыми условиями эксплуатации (объекты нефтегазового комплекса, тяговые электроприводы, механизмы металлургического производства) за счет системного подхода к разработке комплекса “Питающая сеть – система управления – вентильный преобразователь – электромеханический преобразователь” Частотные методы синтеза систем управления, методы конечных элементов, Высокопроизводительный кластер; Лабораторный стенд "Промэлектроника" Измеритель мощности Математическая модель системы управления вентильными преобразователями на базе развёртывающих преобразователей в режиме внешней синхронизации.

Протокол исследований на математической модели влияния помех на надёжностные показатели вентильного преобразователя, построенного на базе развёртывающих преобразователей  Оглавление Введение

1. Синтез законов управления вентильными преобразователями и электроприводом

1.1. Синтез законов управления вентильными преобразователями 1.1.1. Анализ состояния питающих сетей автономных объектов, например, нефтегазового комплекса. Построение вероятностной модели возникновения провалов и импульсов в картине питающего напряжения

1.1.2. Разработка математической модели каналов управления фазосдвигающего устройства и устройств синхронизации для случаев с выборкой мгновенных значений и интегрирующего ФСУ разомкнутого типа; фазосдвигающего устройства, для случаев внешней синхронизации со стороны информационного сигнала и со стороны релейного элемента и учитывающие наличие сигнала помехи в канале задания

1.1.3. Исследование на математической модели влияние помех, спектр которых соответствует п. 1.1.1. на систему управления вентильным преобразователем, построенном на базе развёртывающих преобразователей Протокол исследований на математической модели влияния надёжностных показателей

1.2. Синтез системы управления электроприводом

1.2.1. Разработка математического аппарата, учитывающего влияние амплитудной модуляции на величину электромагнитного момента. Для этого выполняется синтез частотных методов идентификации контура регулирования тока. Указанная модель позволит учесть влияние сдвига между картиной индукции в зазоре и картиной линейной плотности поверхностного тока в функции скорости вращения электропривода

1.2.2. Синтез корректирующих устройств позволяющих улучшить массогабаритные показатели электропривода на основной скорости вращения при ограниченной полосе равномерного пропускания частот

Заключение

Список используемых источников

Приложение 1. Ксерокопия статьи в журнале ВАК по результатам исследований 3 этапа

Приложение 2. Программа расчета электрических потерь в вентильном преобразователе

При синтезе законов управления полупроводниковыми преобразователями необходимо учитывать качество питающих сетей единой энергетической системы и автономных объектов. Обращается внимание, что установка мощных полупроводниковых преобразователей способствует ухудшению качества питающей сети. В частности, в работе рассматривались режимы питающей сети по схеме полупроводниковый преобразователь – повышающий трансформатор – двигатель, питающая сеть – полупроводниковый преобразователь. Построена математическая модель, позволяющая учитывать уровень искажений питающей сети без фильтра и с синусоидальным фильтром.

Доказано, что установка синусоидального фильтра не позволяет обеспечить надёжную работу других параллельно работающих полупроводниковых преобразователей.

Наиболее слабым узлом являются устройства синхронизации с питающей сетью, которые позволяют распределять управляющие сигналы на тиристорные ключи. Ранее в НИР (госконтракт П 1135 от 02 июня 2010 Высоконадёжные энергосберегающие комплексы на основе новых типов вентильных электроприводов и обеспечение их безопасности) рассматривались устройства систем импульсно-фазового управления для случаев, когда в канале управления присутствует высокий уровень помех. Однако в сетях с автономными источниками питания приходится учитывать наличие провалов и импульсов напряжения, т.к. в противном случае система становится неработоспособной.

В первой части работы рассматриваются решения на базе развёртывающих преобразователей, которые позволяют снизить отрицательное влияние питающей сети на надёжностные показатели системы импульсно-фазового управления.

Во второй части отчета представлена математическая модель электропривода, которая учитывает наличие элементов с амплитудной модуляцией.

Предложенная модель позволяет выполнять синтез системы управления электроприводов в системах, в которых актуальны ограничения по частоте среза контура регулирования тока.

1. Синтез законов управления вентильными преобразователями и электроприводом 1.1. Синтез законов управления вентильными 1.1.1. Анализ состояния питающих сетей автономных объектов, например, нефтегазового комплекса. Построение вероятностной модели возникновения провалов и импульсов в картине питающего Выбор законов управления вентильными преобразователями в большой степени определяется состоянием питающих сетей. Рассмотрим обобщенную конфигурацию питающей сети автономного объекта (например, нефтегазового комплекса с большим удалением от энергосистемы). Первичным источником энергии, как правило, является двигатель внутреннего сгорания или тепловой двигатель. Синхронный трехфазный генератор СГ, распределительная сеть и потребители электроэнергии в первую очередь электродвигатели (синхронные и асинхронные электродвигатели М), статорные цепи которых непосредственно подключены к питающей сети и регулируемые электроприводы, в которых двигатели подключаются к питающей сети через вентильные преобразователи.

Наиболее часто приходится учитывать следующие отклонения от нормальной работы сети:

режим продолжительной перегрузки, который вызывает длительное снижение напряжения ниже номинального значения. Что бывает вызвано подключением потребителей суммарной нагрузкой больше расчетного значения;

провалы напряжения, обусловленные, например, прямыми пусками электродвигателей соизмеримой мощности с источником питания;

переодические колебания активной нагрузки обусловлены, например, работой поршневых насосов или прессов с кривошипно-шатунным приводом.

Высокочастотные импульсные обусловлены дискретным характером работы современных вентильных преобразователей.

В качестве возможной меры ослабления влияния провалов питающего напряжения на работу потребителей, укажем на машину двойного питания с маховичным накопителем энергии.

Периодические колебания активной нагрузки, также могут эффективно ослаблены машиной двойного питания.

Источником помех в питающей сети являются другие полупроводниковые преобразователи, которые питаются от тех же фидеров. При ограниченной мощности питающей сети. Очень часто рекомендуется установка фильтров либо du/dt или синусных. Оценим качество питающего напряжения с учётом ограниченности мощности питающей сети, подключенных полупроводниковых преобразователей и установки синусных фильтров. Для этого будет получена математическая модель.

Проанализируем схему системы преобразователь – фильтр – двигатель.

Будем рассматривать работу системы на холостом ходу. Для упрощения перейдем к однофазной схеме замещения. Она изображена на рис. 1.1.1.

В схеме помимо индуктивности L f и емкости C f фильтра присутствуют эквивалентное сопротивление преобразователя RПЧ, а также комплексное сопротивление двигателя где F – частота основной гармоники напряжения преобразователя.

Заметим, что Lm будет представлять из себя не просто индуктивность фазы двигателя, но суммированную с индуктивностью намагничивания. Для нахождения этой величины можно провести опыт холостого хода на номинальной частоте, с номинальным напряжением, зафиксировав ток холостого хода двигателя.

Так как величина сопротивления Rm намного меньше Lm, то приблизительно xL Z m. Поэтому Величину Rm можно получить опытным путем, измерив сопротивление между двумя зажимами двигателя и поделив показания на два.

Эквивалентное сопротивление преобразователя можно оценить через потери энергии в полупроводниковых элементах.

Оцениваем ток инвертора:

Pн - номинальная мощность преобразователя;

k1 - коэффициент требуемой перегрузки по току;

k2 - коэффициент мгновенно допустимой пульсации тока;

- номинальный КПД.

Потери в IGBT в проводящем состоянии Pss :

где I ср - максимальная величина амплитуды тока на выходе инвертора U ce ( sat ) - прямое падение напряжения на IGBT в насыщении;

0.95 - максимальная скважность;

Потери в IGBT при коммутации Psw :

где U cc - напряжение на коллекторе;

tc ( on ), tc (off ) - продолжительность переходных процессов включения и выключения транзистора;

f sw - частота коммутации ключей;

Суммарные потери IGBT Зная потери в IGBT, получим значение для эквивалентного сопротивления.

Так как путь тока проходит через два IGBT, в формуле будет фигурировать цифра 2:

где Ic – действующее значение тока статора.

Анализируя данную схему, составим передаточную функцию в зависимости от частоты:

Далее предлагается задаться параметрами фильтра. Индуктивность фильтра следует выбирать с учетом того, что падение напряжения на индуктивности U L при номинальном токе не будет превышать необходимого значения U L f доп (обычно требуется до 10% от номинального напряжения).

Затем зададимся частотой среза фильтра f с. Она должна лежать между максимальной частотой основной гармоники выходного напряжения (обычно 50 Гц) и частотой ШИМ (обычно от 2 кГц до 8 кГц). Если частота среза будет слишком близка к частоте ШИМ, то из-за того, что на этой частоте наблюдается резонанс и вместо ослабления высокочастотных составляющих напряжения произойдет их усиление. Поэтому, следует ориентироваться на середину отрезка частот между частотой основной гармоники и частотой ШИМ.

Теперь требуется узнать емкость фильтра C f. Емкость фильтра связана с индуктивностью фильтра через частоту среза по формуле Томсона. Поэтому, рассчитывается следующим образом:

Теперь, имея передаточную функцию фильтра и спектр сигнала напряжения на выходе ПЧ, получим спектр сигнала напряжения на выходе фильтра.

Это достигается перемножением спектральных составляющих выходного напряжения ПЧ на значение передаточной функции фильтра на частоте этих составляющих.

После того, как получен спектр сигнала на выходе фильтра, восстановим из спектра форму сигнала с помощью обратного преобразования Фурье. Теперь требуется оценить качество полученного напряжения. Для оценки качества будем пользоваться коэффициентом нелинейных искажений. Заметим, что с уменьшением величины выходного напряжения, высшие гармоники проявляются в большей степени, чем при максимально возможном выходном напряжении, поэтому моделирование выходного напряжения следует проводить на той частоте, для которой важна форма выходного напряжения.

Результаты эксперимента проводились на установке мощностью двигателя 15 кВт и преобразователем частоты 15 кВт. Частота была выведена на Гц. Сначала был получена форма и спектр выходного напряжения преобразователя частоты, когда двигатель был подключен к ПЧ напрямую, без фильтра и длинного кабеля. Результаты моделирования приведены в табл. 1.1. Результаты моделирования Экспериментальные данные 1.1.2. Разработка математической модели каналов управления фазосдвигающего устройства и устройств синхронизации для случаев с выборкой мгновенных значений и интегрирующего ФСУ разомкнутого типа; фазосдвигающего устройства, для случаев внешней синхронизации со стороны информационного сигнала и со стороны релейного элемента и учитывающие наличие сигнала помехи в канале Исследование группы устройств синхронизации с выборкой мгновенных значений синхронизирующего воздействия, выполненных по принципу независимой (УС-НФ), ведомой (УС-ВФ) или следящей (УС-СФ) фиксации сигнала развертки (напряжения сети).

В традиционных схемах УС-НФ (рис. 1.1.2 а) на основе сглаживающего фильтра Ф и релейного элемента РЭ пространство статического состояния f ( А Г, f Г ) существенно зависит от колебаний как амплитуды, так и частоты напряжения сети (рис. 1.1.2 в), что очевидно ввиду частотно зависимых свойств Ф и наличия зоны неоднозначности b РЭ. Здесь и далее:

ляющие угла, обусловленные характеристиками Ф и РЭ соответственно;

гармонического сигнала синхронизации X Г (t ) по отношению к ее номинальной величине А Г ; f Г ) / f Г – нормированная частота напряжения синхронизации при ее реальном f Г и номинальном f Г значениях.

Рис. 1.1.2 Структурная схема (а), временные диаграммы сигналов (б) Адаптация угла синхронизации к изменяющейся амплитуде А Г напряb f ( AГ ) жения сети может быть достигнута за счет выполнения условия, что впервые реализуется в УС-ВФ (рис. 1.1.3 а), включающем входной фильтр Ф1, линейное звено ЛЗ, амплитудный модулятор АМ, демодулятор ДМ с фильтром Ф2 и звенья KВХ, КОС на входе и в цепи положительной обратной связи ЛЗ.

Рис. 1.1.3 Структурная схема (а) и пространство статического состояния В общем случае ДМ подключается к n-фазной системе переменного напряжения, когда одна из фаз выполняет также функции сигнала синхронизации. Импульсы на выходе АМ имеют частоту выходного сигнала ЛЗ, а их амплитуда определяется выходным напряжением ДМ. В результате при изменении А Г пропорционально изменяется величина сигнала положительной обратной связи и, следовательно, порогов переключения УС-ВФ. Фильтр Ф2 необходим только в УС-ВФ, работающих с однофазной сетью.

В результате характеристика f ( А Г, f Г ) (рис. 1.1.3 б) зависит только от девиаций частоты напряжения сети и полностью адаптируется к колебаниям амплитуды А Г. Дан анализ работы УС-ВФ при несимметричных по фазам изменениях амплитуды напряжения трехфазной сети. Как показали теоретические и экспериментальные исследования, при нестабильности амплитуды напряжения сети в пределах 10% ошибка угла синхронизации в УС-ВФ не превышает 0,3 эл. град.

Предложен метод следящей фиксации двух сигналов разверток (фазных напряжений) с помощью компараторов К1 – К6 с последующим объединением результатов сравнения по логической функции «И» (рис. 1.1.4 а), предназначенный для синхронизации трехфазных «нулевых» и мостовых ВП. При отсутствии входного сглаживающего фильтра УС-СФ полностью адаптирован к изменениям АГ и f Г (рис. 1.1.4 б). Однако в реальных промышленных условиях эксплуатации ВП наличие входного фильтра Ф, как правило, б).

Рис. 1.1.4 Структурная схема (а) и статическое пространство f ( АГ, fГ ) Для каскада «фильтр – УС-СФ» постоянная времени Ф должна обеспечивать начальный фазовый сдвиг – 60 эл. град. При этом динамическая ошибка УС-СФ по сравнению с УС-НФ примерно в 5 раз меньше, так как здесь происходит непосредственное слежение устройством синхронизации за точками естественной коммутации фаз А, В, С, а не их параметрическое сравнение с заранее заданным порогом фиксации.

Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) f (fВХ ) УС-СФ при наличии входного фильтра имеет вид характеристиС ки апериодического звена первого порядка (рис. 1.1.5). «Провалы» ЛАЧХ обусловлены режимами замедленной дискретизации, возникающими на частотах возмущающего воздействия, превышающих 0,5 f Г.

Применения данного класса УС при работе ВП с энергосистемами, имеющими высокий уровень коммутационных искажений напряжения сети нецелесообразно.

Адаптивные интервало-кодовые УС. В их основе лежит идея представления выходных сигналов интегрирующих каскадных УС (рис. 1.1.6) или УС-СФ (рис. 1.1.4 а) с входными фильтрами, обеспечивающими сдвиг системы напряжений А, В, С на угол – 30 или – 60 эл. град., в виде двоичной или двоично-десятичной последовательности чисел. При этом выходные импульсы РП1 (рис. 1.1.6 д – ж) составляют младшую тетраду Q 2...Q 0, например, двоично-десятичного кода 8-4-2-1, а РП2 формирует последовательность Q 2...Q 0 (рис. 1.1.6 б – г), которая образует старшую тетраду данного кода.

Старшие разряды Q 3 и Q 3 кода 8-4-2-1 принимаются равными нулю.

Рис. 1.1.6 Временные диаграммы каскадного интегрирующего В результате каждый участок трехфазной системы напряжений А, В, С продолжительностью 30 эл. град. характеризуется своей кодовой комбинацией или десятичным числом (рис. 1.1.6 з). Так, например, для интервалов T1 2, T3 4, T5 6 реверсивного мостового ВП, лежащих между точками естественной коммутации 1 – 2, 3 – 4, 5 – 6 (рис. 1.1.6 а), характерны три группы по шесть чисел в каждой, которые по функции «ИЛИ» легко преобразуются в сигнал синхронизации соответствующего канала ВП. Данные УС обладают широкими функциональными возможностями, позволяющими с помощью одного УС синхронизировать различные по типу силовой схемы ВП. Кроме того, с помощью интервало-кодовых УС возможно диагностирование правильности чередования фаз напряжения сети, а также формирование сигнала аварийного отключения ВП при катастрофических отказах активных компонентов схемы каналов синхронизации.

Анализу характеристик ВП переменного и постоянного тока при работе с различными классами УС и ФСУ в условиях нестационарности параметров источника электроснабжения, а также результатам практического внедрения разработанных ВП с интегрирующими УС.

Оценка влияния канала синхронизации на характеристики трехфазного тиристорного регулятора переменного напряжения (ТРН) как в разомкнутой, так и в замкнутой системах производилась по величине относительной ошибки выходного напряжения A Г и углов У управления тиристорами. Здесь U ВЫХ, U ВЫХ – реальуровнях ное и требуемое напряжение на выходе ТРН соответственно. При этом считалось, что силовая схема ТРН получает электропитание от «идеального» источника, а УС синхронизировано с источником, имеющим нестабильность по амплитуде и частоте, а также содержащим коммутационные искажения.

Рис. 1.1.7 Пространства статического состояния UВЫХ f ( A Г, У ) разомкнутой структуры ТРН для УС-НФ (а) и адаптивного интегрирующего УС (б) Синхронизация ТРН от УС-НФ существенно влияет на величину ошибки U ВЫХ, которая увеличивается с ростом (рис. 1.1.7 а). В то же время приУ менение интегрирующего УС (рис. 1.1.7 б) обеспечивает нулевое значение U ВЫХ во всем диапазоне изменения параметров AГ и, что является прямым следствием замкнутого характера структуры РП и наличия интегратора в прямом канале регулирования.

Была установлена существенная зависимость характеристик ВП от типа ФСУ. Так, в ТРН при колебаниях f Г частоты сети величина U ВЫХ может быть существенно уменьшена путем замены ФСУ «вертикального» типа (рис. 1.1.8 а) на замкнутое интегрирующее ФСУ с синхронизацией РЭ сигналом ведущей пилообразной развертывающей функции (рис. 1.1.8 б).

Рис. 1.1.8 Пространство статического состояния U ВЫХ f ( f Г, У ) разомкнутого ТРН с интегрирующим УС при «вертикальном» (а) и адаптивном интегрирующем Аналогичный анализ был проведен для разомкнутой и замкнутой структур трехфазного реверсивного мостового ВП, который показал полную качественную сходимость результатов, полученных для ТРН.

Рис. 1.1.9 Временные диаграммы напряжения сети (а), относительная ошибка угла управления (б) и тока (в) замкнутой по току структуры трехфазного мостового реверсивного ВП при наличии коммутационных искажений сети для случая Произведен сопоставительный анализ работы ВП с различными типами УС при наличии амплитудной синфазной модуляции фазных напряжений высокочастотными гармониками при синхронных колебаниях напряжений фаз А, В, С для случая динамических колебаний одной из фаз, а также для коммутационных искажений в источнике энергопитания (рис. 1.1.9 а).

Во всех перечисленных случаях была доказана существенная эффективность адаптивных интегрирующих УС, обеспечивающих высокие регулировочные показатели ВП при их работе с нестационарной сетью.

1.1.3. Исследование на математической модели влияние помех, спектр которых соответствует п. 1.1.1. на систему управления вентильным преобразователем, построенном на базе развёртывающих преобразователей Протокол исследований на математической модели влияния надёжностных показателей УС, в основе которых лежат методы интегрирующего развертывающего преобразования (УС-ИФ). Базовым элементом данного класса УС является автоколебательный частотно-широтно-импульсный (ЧШИМ) развертывающий преобразователь (РП) на основе РЭ и интегратора И (рис. 1.1.10 а), который при соблюдении определенных условий может переходить из автоколебательного состояния (рис. 1.1.10 б) в режим внешней синхронизации (рис. 1.1.10 в) и преобразовываться из ЧШИМ- в широтно-импульсную систему. При этом в качестве синхронизирующего воздействия могут использоваться как прямоугольные биполярные импульсы X П (t ), так и гармонический сигнал X Г (t ) напряжения сети.

Рис. 1.1.10 Интегрирующий развертывающий преобразователь (а) и его временные диаграммы сигналов для автоколебательного режима (б) и режима внешней Необходимым условием синхронизации РП прямоугольными импульсами является условие, при котором модуль вольт-секундной площади сигнала X П (t ) за его период Т П превышает модуль вольт-секундной площади выходных импульсов Y(t ) за период собственных автоколебаний РП. В работе получены также условия синхронизации РП гармоническим сигналом X Г (t ).

Угол синхронизации C (рис. 1.1.10 в) зависит от соотношения частот f Г / f 0 (рис. 1.1.11), где f0 – частота собственных колебаний РП, и глубины синхронизации A Г А Г / А. При соблюдении равенства f Г f 0 угол C соответствует значению – 90 эл. град. и не зависит от колебаний величины A Г.

Рис. 1.1.11 Зависимость угла синхронизации при изменении частоты от нормированной частоты синхронизирующего X Г (t ) ошибка уменьшается по мере роста «глубины» синхронизации А Г (рис. 1.1.12 б).

Рис. 1.1.12 Пространства статического состояния f ( А Г, А Г ) (а) Анализ динамических характеристик УС-ИФ проводился относительно вход УС совместно с полезным сигналом синхронизации X Г (t ), с помощью системы трансцендентных уравнений (1) и представлением результатов в виде пространства динамического состояния РП, а также на основе ЛАЧХ (рис. 1.1.13).

Здесь t n 1, t n, t n 1, t n – интервалы предыдущего «n-1» и последующего «n» циклов развертывающего преобразования.

При этом показано, что РП в режиме внешней синхронизации для диапазона частот f ВХ 0,5 f Г обладает свойством апериодического звена первого от параметров сигнала синхронизации (напряжения сети).

Рис. 1.1.13 Частотная характеристика f (fВХ ) каскада «фильтр – УС-НФ» и УС-ИФ (рис. 1.1.13 «УС-ИФ»). Это объясняется тем, что на полупериод полезного сигнала X Г (t ) приходится целое число периодов сигнала помехи, когда ее интегральное значение равно нулю, что сохраняет неизменным значение A Г и ТЭ. Это свойство интегрирующего РП обеспечивает высокую надежность работы ВП в системах, где частотный диапазон помех соответствует дискретному ряду 100, 200, 300,… Гц. В общем случае синхронизация РП для ВП со стационарными источниками энергоснабжения должна удовлетворять условию 2,0 А Г 6,0, а при автономном электропитании диапазон синхронизации равен 6,0 АГ 10,0.

Простейший вариант комбинированного УС (рис. 1.1.14 а) состоит из последовательно соединенных релейного элемента РЭ0 и интегрирующего РП, причем вместо РЭ0 могут быть включены УС-НФ (рис. 1) или УС-ВФ (рис.

1.1.3 а).

Рис. 1.1.14 Структурные схемы комбинированного (а) и каскадного (б) «УС-ИФ»

В комбинированных УС за счет прямоугольного характера импульсов на выходе РЭ0 величина A Г может быть снижена до уровня 1,2 A Г 1,5, что позволяет предельно уменьшить постоянную времени ТЭ, расширив тем самым полосу пропускания контура синхронизации ВП.

Каскадные УС в простейшем случае представляют собой последовательно соединенные РП1, РП2, причем РП2 синхронизирован РП1. При этом результирующий угол синхронизации = – 180 эл. град., что существенно упроС щает использование подобных УС в однофазных ВП.

1.2. Синтез системы управления электроприводом 1.2.1. Разработка математического аппарата, учитывающего влияние амплитудной модуляции на величину электромагнитного момента.

Для этого выполняется синтез частотных методов идентификации контура регулирования тока. Указанная модель позволит учесть влияние сдвига между картиной индукции в зазоре и картиной линейной плотности поверхностного тока в функции скорости вращения Регулируемые электроприводы переменного тока выполняются по схеме подчиненного регулирования с внутренним контуром косвенного регулирования электромагнитного момента и внешним – скорости. И если в типовых электроприводах постоянного тока между током якоря двигателя и его моментом существует прямая зависимость, что упрощает настройку внутреннего контура, то в электроприводах переменного тока такой явной зависимости нет. Ниже с использованием аппарата частотных характеристик рассмотрены особенности описания динамических свойств канала регулирования электромагнитного момента в частотнорегулируемых электроприводах с синхронными и синхронными реактивными электродвигателями.

Структурная схема канала регулирования момента. Канал регулирования момента (КРМ) в частотнорегулируемом синхронном электроприводе следует отнести к многомерным однотипным системам регулирования с амплитудной модуляцией входного сигнала UBX. Последовательность математических операций, с помощью которых описываются процессы передачи сигнала через звенья одной фазы статора синхронного двигателя, иллюстрируется структурной схемой (рис. 1.2.1 а). Здесь последовательно соединены звенья: УФФТ – узел формирования фазных токов, КРТ – контур регулирования фазного тока статора, СД – синхронный двигатель.

В математической модели УФФТ после операции умножения (модуляции) входного сигнала UBX на синусоидальную функцию получается сигнал задания UЗ на входе КРТ двигателя:

Рис. 1.2.1. Схема прохождения сигнала UВХ через однофазный (а) и трехфазный (б) Здесь – угловая частота модулирующего сигнала, которая равна частоте напряжения, задаваемого преобразователю частоты, как правило, датчиком углового положения ротора двигателя; t – время.

Модулирующий сигнал sin 1t может или генерироваться датчиком углового положения ротора двигателя непосредственно, что наблюдается в схемах частотно-токового формирования момента, или пройдя координатные преобразования переменных. В первом случае пространственный результирующий вектор тока статора формируется в полярных координатах, во втором – обычно в ортогональных.

Затем контуром регулирования тока статора КРТ сигнал UЗ преобразуется в ток статора i. Связь между этими величинами может быть описана, например, передаточной функцией КРТ:

Звеном СД учитывается взаимодействие тока фазы статора i с возбужденным ротором. Вызванная этим взаимодействием составляющая электромагнитного момента двигателя Мi представлена как результат вторичного умножения (демодуляции) тока i на синусоидальную величину той же частоты, что и в УФФТ, но со сдвигом по фазе на угол, так что Здесь LМ – максимальное значение коэффициента взаимной индуктивности между обмоткой ротора и одной из фаз статора; IP – ток ротора синхронного двигателя, – угол сдвига между синусоидальными величинами, подаваемыми на входы УФФТ и СД.

Прохождение синусоидального сигнала через звенья КРМ. Чтобы применить к анализу процессов, происходящих в частотнорегулируемом электроприводе переменного тока, общепринятый аппарат частотных характеристик и передаточных функций, рассмотрим прохождение синусоидального сигнала через звенья одной фазы канала регулирования момента.

Подадим на вход канала регулирования момента КРМ синусоидальный сигнал частоты :

Тогда на выходе первого блока умножения (звена УФФТ) то есть основная гармоника частоты утрачивается, но появляются две гармоники суммарной ( + 1) и разностной ( – 1) частот.

Если динамические свойства звена КРТ описать амплитудной АКРТ( ) и фазовой КРТ( ) частотными характеристиками, то сигнал на его выходе также можно представить суммой двух гармоник суммарной и разностной частот:

Здесь AКРТ( – 1) и AКРТ( + 1) – значения амплитудной характеристики фазовой характеристики звена КРТ при тех же частотах.

В общем случае эти гармоники отличаются между собой величинами амплитуд и сдвигов по фазе. Лишь в случае безынерционного КРТ амплитуды и фазы у них одинаковые.

После вторичного умножения в звене СД каждая из гармоник вновь распадется на два слагаемых и тогда Из последнего выражения следует, что на выходе однофазного канала регулирования момента моносинусоидальный сигнал UВХ частоты преобразуется в сигнал, содержащий четыре гармоники: две с основной частотой, но с разными фазовыми сдвигами и две гармоники с боковыми частотами ( В трехфазном частотнорегулируемом электроприводе электромагнитный момент синхронного двигателя может быть представлен как результат совместного действия трех соответствующих фазам А, В и С статора параллельно включенных идентичных однофазных каналов регулирования, имеющих общий входной сигнал UВХ и сумматор на выходе (рис. 1.2.1 б). Особенность этой трехканальной структуры заключается в том, что сигналы, проходящие по основным каналам регулирования, умножаются в звеньях УФФТ и СД на синусоидальные величины, образующие между собой трехфазную симметричную систему. Это приводит к тому, что в сумматоре на выходе системы (который должен содержать двенадцать слагаемых) две тройки синусоид, сдвинутых между собой на 120 градусов, взаимно уравновешиваются, на вал двигателя не проходят, а в выражении для электромагнитного момента этих гармоник и величины их фазовых сдвигов определяются значениями частотных характеристик звена КРТ на боковых частотах ( – 1) и( + 1):

Анализ выражения для логарифмических частотных характеристик (ЛЧХ) КРМ. Рассмотрим полученное выражение (1.2.1) для электромагнитного момента синхронного двигателя более подробно и выделим несколько частных случаев.

Первый случай – КРТ считаем безынерционным, что выполняется при 0. В электроприводе с питанием обмоток статора от вентильных преобразователей, работающих в режиме источника тока, полоса пропускания частот КРТ доходит до нескольких тысяч рад/с, так что принятое допущение не только упрощает картину процессов, но и очень незначительно отличает ее от истинной.

Для наглядности представим слагаемые М1 и М2 в векторной форме.

Напомним, что это – синусоидальные величины частоты, амплитуды и фазовые сдвиги которых зависят от значений боковых частот ( – 1) и (+ 1). В качестве базового выберем вектор входного напряжения UВХ а вектор результирующего момента М получается как сумма равных по длине векторов М1 и М2. При этом вектор М1 опережает вектор UВХ на угол, а вектор М2 отстает на такой же угол. Выражение для момента приобретает вид:

то есть при UВХ = const имеем М = const во всей полосе частот. Если = 0, то направления вектора UВХ и слагаемых М1 и М2 совпадают.

Рис. 1.2.2 Сложение составляющих момента в синхронном электроприводе при: а) 1 =(Uv-0.002)) and (Uvzi=0) then Uvzi:=Uv;

if (Uvzi(Uv-0.002))and (UvUv then koef:=-1;

if Uvzimax) then for w:=0 to 2*m*nn-1 do for w:=0 to 2*m*nn-1 do if (f[w]Knas*max then f[w]:=Knas*max;

FTrminus:=0;

for w:=0 to 2*m*nn-1 do FTrplus:=FTrplus+ft[w] FTrminus:=FTrminus+abs(ft[w]);

while FTrplus>FTrminus do for w:=0 to 2*m*nn-1 do if (Data[w]=1) or (Data[w]=3) then ft[w]:=ft[w]-c*max;

FTrminus:=0;

for w:=0 to 2*m*nn-1 do FTrplus:=FTrplus+ft[w] FTrminus:=FTrminus+abs(ft[w]);

while FTrplus0 then FTrplus:=FTrplus+ft[w] FTrminus:=FTrminus+abs(ft[w]);

end;

procedure Rasch;

var r:integer;

begin for r:=0 to 2*m*nn-1 do begin if (Data[r]=1) or (Data[r]=3) then Irja[r]:=Ir[r] else Irja[r]:=0;

if (Data[r]=2) or (Data[r]=4) then Irv[r]:=Ir[r] else Irv[r]:=0;

end;

for r:=0 to 2*m*nn-1 do Ir[r]:=Irv[r];

Rasch1(Knas);

for r:=0 to 2*m*nn-1 do fv[r]:=f[r];

for r:=0 to 2*m*nn-1 do Ir[r]:=Irja[r];

Rasch1(Knas);

Rasch2;

for r:=0 to 2*m*nn-1 do fja[r]:=f[r];

for r:=0 to 2*m*nn-1 do f[r]:=fja[r]+fv[r];

for r:=0 to 2*m*nn-1 do ft[r]:=ft[r]+fv[r]*Irja[r];

for r:=0 to 2*m*nn-1 do Ir[r]:=Irv[r]+Irja[r];

end;

procedure Schag;

var r:integer;

begin Tmin:=Indukt[0,0]*Tf;

for r:=1 to m-1 do