«Кафедра компьютерно-интегрированных технологических процессов и производств И.П. Панфилов, М.П. Савицкая, Ю.В. Флейта КОМПОНЕНТНАЯ БАЗА РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ Учебное пособие Модуль 2 УТВЕРЖДЕНО советом ...»

Министерство образования и науки, молодежи и спорта Украины

Одесская национальная академия связи им. А.С. Попова

Кафедра компьютерно-интегрированных технологических процессов

и производств

И.П. Панфилов, М.П. Савицкая, Ю.В. Флейта

КОМПОНЕНТНАЯ БАЗА

РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ

Учебное пособие

Модуль 2

УТВЕРЖДЕНО

советом учебно-научного института радио, телевидения, электроники.

Протокол № от 2013 г.

Одесса – УДК 621.37 План УМИ 2013 г.

Панфилов И.П. Компонентная база радиоэлектронной аппаратуры: учеб.

пос.; модуль 2 / Панфилов И.П., Савицкая М.П., Флейта Ю.В. – Одесса: ОНАС им. А.С. Попова, 2013. – 192 с.

Учебное пособие состоит из двух частей: модуль 1 и модуль 2. Рассматриваются пассивные и активные компоненты радиоэлектронной аппаратуры. Изложены физические основы, принципы действия, параметры, характеристики, особенности применения в электронных схемах, новейшие достижения и основные направления развития компонентной базы.

Учебное пособие предназначено для студентов, которые изучают дисциплину «Компонентная база радиоэлектронной аппаратуры». Оно содержит материал, необходимый студентам для закрепления лекционного материала, при подготовке и выполнении лабораторных и практических занятий, выполнении комплексных заданий, а также для самостоятельной работы.

РАССМОТРЕНО

на заседании кафедры КИТП и П и рекомендовано к печати.

Протокол № от 2013 г.

ПРЕДИСЛОВИЕ

Радиоэлектронная аппаратура (РЭА) постоянно усложняется. Эффективность РЭА, ее параметры в значительной степени зависят от ее компонентов, т. е. от параметров и характеристик использованных в ней дискретных резисторов, конденсаторов, катушек индуктивности, полупроводниковых приборов, интегральных схем. Вопрос о применении тех или иных компонентов является одним из основных при разработке РЭА.

Для правильного выбора компонентов РЭА необходимо иметь сведения не только о характеристиках, содержащихся в технических условиях, но и хорошо представлять сущность физических процессов, которые в них происходят, их возможности, а также экономические показатели. Кроме того, следует знать перспективность тех или иных компонентов, возможности улучшения их характеристик.

Особенностью современного этапа развития РЭА является то, что основой ее создания являются интегральные схемы. Однако развитие и внедрение интегральных схем не исключает использования в аппаратуре дискретных резисторов, конденсаторов, катушек индуктивности, трансформаторов, роль которых остается значительной. Это определяется следующими причинами. Ряд важных компонентов, например разъемы, трансформаторы, не может быть заменен интегральными схемами. Некоторые элементы (конденсаторы большой емкости, катушки большой индуктивности) не могут быть реализованы методами микроэлектроники.

С переходом на интегральные схемы происходит дальнейшее усложнение и увеличение количества выпускаемой РЭА, в связи с чем объем производства дискретных компонентов не уменьшается. Они развиваются как в количественном, так и в качественном отношении.

В данном учебном пособии рассмотрены пассивные и активные компоненты РЭА

ВВЕДЕНИЕ

Учебная дисциплина «Компонентная база радиоэлектронной аппаратуры»

обеспечивает базовую подготовку студентов и дает необходимые знания для дальнейшего изучения специальных дисциплин.

В этом курсе студенты изучают физические основы электронных приборов, основы их функционирования, основные характеристики и область применения. В результате изучения дисциплины студенты должны понять и усвоить принципы действия различных приборов, ознакомиться с типичными инженерными решениями по их использованию.

Дисциплина «Компонентная база радиоэлектронной аппаратуры» изучается в учебных семестрах 2.3 и 2.4; состоит из двух модулей 1 и 2; имеет 5 кредитов ECTS. Общее количество часов 180; в частности лекций – 44 часа; лабораторных занятий – 16 часов; практических занятий – 16 часов; самостоятельной работы – 104 часа.

Вид контроля – экзамен.

Материал этого пособия позволит студентам закрепить знания, полученные на лекциях, поможет подготовиться к лабораторным и практическим занятиям, выполнить комплексное задание по дисциплине.

Цель дисциплины «Компонентная база радиоэлектронной аппаратуры».

Дисциплина должна обеспечить базовую подготовку студентов и дать необходимые знания для изучения специальных дисциплин и последующего решения производственных, проектных и исследовательских задач в соответствии с квалификационной характеристикой бакалавра по направлению «Радиотехника».

В результате изучения дисциплины студент должен:

– знать задачи, которые выполняются аппаратурой радиосвязи, радиовещания и телевидения, параметры и характеристики схем на дискретных компонентах и микросхемах для решения этих задач;

– уметь правильно выбирать тип компонента для решения технической задачи по эксплуатации, проектированию аппаратуры радиосвязи, радиовещания и телевидения;

Дисциплина состоит из двух модулей:

Модуль 1 – Дискретные компоненты;

Модуль 2 – Интегральные микросхемы.

МОДУЛЬ 2: Интегральные микросхемы (2 кредита; 72 часа) боры связью менты Перечень знаний и умений, с которыми студент должен приступить к изучению материала модуля 2.

– законы электротехники и электродинамики;

– характеристики сигналов;

– основы физики твердого тела;

– устройство и принцип действия дискретных компонентов.

– уметь использовать законы электротехники и электродинамики;

– уметь строить графики функций;

– уметь чертить структурные и принципиальные схемы.

Темы и содержание лекций.

Модуль 2 – Интегральные микросхемы.

Содержательный модуль 1. Аналоговые микросхемы.

Лекция 1. Интегральные микросхемы (ИМС). Классификация ИМС. Система условных обозначений и маркировка. Гибридные и полупроводниковые ИМС. Аналоговые и цифровые ИМС. Типы аналоговых ИМС. Операционный усилитель (ОУ). Структурная схема ОУ. Основные характеристики и параметры.

Лекция 2. Дифференциальный усилитель (ДУ) на биполярных транзисторах с резистивной нагрузкой. Принцип действия. Параметры и характеристики.

Преимущества ДУ. Балансировка ДУ. Схемы включения ДУ.

Лекция 3. Разновидности ДУ. ДУ с динамической нагрузкой. ДУ на полевых транзисторах. Выходные каскады ОУ. Комплементарный эмиттерный повторитель. Схемы сдвига уровня.

Лекция 4. Усиление сигналов с помощью ОУ. Инвертирующий, неинвертирующий усилители, повторитель. Схемы генерации и обработки сигналов на основе ОУ. Сумматор, вычитающая схема, интегратор, дифференциатор, компаратор, ограничитель уровня, мультивибратор. Цепи питания каскадов на ОУ.

Регулировки в каскадах на ОУ, Содержательный модуль 2. Цифровые микросхемы.

Лекция 5. Классификация цифровых ИМС. Статические и динамические параметры. Основные положения алгебры логики. Простейшие логические операции. Формы изображения логических функций. Логические элементы (ЛЭ). Условное графическое изображение ЛЭ.

Лекция 6. Логические элементы на биполярных транзисторах. Ключи на биполярных транзисторах. Быстродействие, помехоустойчивость, нагрузочная способность ключа. Ключ с диодом Шоттки.

Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ). Схема базового ЛЭ. Принцип действия. Преимущества и недостатки ТТЛ. ТТЛ элементы на транзисторах Шоттки (ТТЛШ).

Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ). Переключатель тока. Схема базового ЛЭ. Принцип действия. Преимущества и недостатки ЭСЛ.

Лекция 7. Логические элементы на полевых транзистора. Ключи на полевых транзисторах. Ключи с динамической нагрузкой (МДП ключ) и на комплементарной паре (КМДП ключ). Статический и динамический режимы. Преимущества КМДП ключа.

Логические элементы на МДП ключах (МДП логика). Схемы базовых ЛЭ.

Принцип действия. Преимущества и недостатки МДП логики.

Логические элементы на КМДП ключах (КМДП логика). Схемы базовых ЛЭ. Принцип действия. Преимущества и недостатки КМДП логики.

Лекция 8. Логические элементы с тремя состояниями выхода. Согласование ЛЭ различных типов логик. Правила схемного включения ЛЭ. Согласование аналоговых и цифровых ИМС.

Содержательный модуль 3. Оптоэлектронные микросхемы.

Лекция 9. Изделия оптронной техники. Структурная схема оптрона. Основные электрические параметры и характеристики. Резисторная, диодная, транзисторная и тиристорная оптопары. Применение оптронов.

Содержательный модуль 4. Приборы с зарядовой связью.

Лекция 10. Устройство и принцип действия приборов с зарядовой связью (ПЗС). Разновидности ПЗС. ПЗС с электрическим и оптическим вводом информации. Основные электрические характеристики и параметры. Применение ПЗС.

Содержательный модуль 5. Электронные наноэлементы.

Лекция 11. Технологические и физические основы наноэлектроники. Наноматериалы и нанотехнологии. Квантовые структуры. Приборы на интерференционных эффектах. Приборы на основе тунельного эффекта. Приборы на основе спиновых эффектов.

2 Исследование каскадов на операционном усилителе. Рекомендации к самостоятельной работе студентов Для закрепления, изучаемого в модуле 2 материала студенту выделяется часы для самостоятельной работы, выполнения комплексного задания. Рекомендуется разделить это время следующим образом:

5 Выполнение комплексного индивидуального задания Комплексное задание для самостоятельной работы выдает преподаватель.

Перечень знаний и умений, которые должен приобрести студент в процессе изучения модуля 2.

Содержание знаний:

– знать назначение, принцип действия, основные параметры и характеристики ИМС;

– знать задачи, которые выполняются аппаратурой радиосвязи, параметры и характеристики схем для решения этих задач.

Содержание умений:

– правильно выбирать тип ИМС для решения задач проектирования и эксплуатации аппаратуры радиосвязи.

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

1.1. Общие сведения Построение сложной радиоэлектронной аппаратуры на дискретных активных и пассивных элементах связано с резким падением надежности аппаратуры, увеличением потребляемой мощности, массы и габаритов. Создание интегральных микросхем позволило решить эти задачи.

Интегральная микросхема (ИМС) – это микроэлектронное изделие, выполняющее функции преобразования и обработки сигнала. ИМС имеет высокую плотность упаковки электрически соединенных элементов и рассматривается как единое целое.

Достоинства интегральных микросхем:

1) изготовление всех элементов ИМС в едином технологическом цикле резко увеличило ее надежность; современные микросхемы, содержащие сотни и тысячи элементов, имеют надежность и габариты того же порядка, что и дискретные элементы;

2) уменьшились габариты и масса аппаратуры;

3) увеличилась экономичность аппаратуры, которая особенно заметно проявляется при создании больших систем;

4) уменьшились затраты на обслуживание аппаратуры;

5) сократился период проектирования и производства аппаратуры.

По своему функциональному применению интегральные микросхемы подразделяются на два основных вида: аналоговые и цифровые.

Аналоговые ИМС предназначены для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. Цифровые ИМС предназначены для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции.

К аналоговым относятся ИМС, выполняющие функции усиления, генерирования сигналов различной формы, а также преобразования сигналов (модуляторы, демодуляторы, преобразователи частоты и др.). В состав аналоговых ИМС входят также интегральные схемы, выполняющие вспомогательные функции – стабилизаторы напряжения и тока, выпрямители и другие, а также наборы транзисторов, диодов и других элементов, которые используют при конструировании микроэлектронных устройств.

Аналоговые и цифровые ИМС разрабатываются и выпускаются предприятиями-изготовителями в виде серий. Серией называют совокупность ИМС, которые могут выполнять различные функции, имеют единое конструктивнотехнологическое исполнение и предназначены для совместного применения.

Выпуск каждой новой серии ИМС требует большой затраты времени и средств, поэтому к ИМС предъявляются требования универсальности, многоцелевого использования в устройствах различного назначения.

По конструктивно-технологическому исполнению ИМС делятся на три группы: полупроводниковые, гибридные и прочие. Наиболее распространенными являются полупроводниковые ИМС.

Одной из характеристик ИМС является степень интеграции, которая характеризует сложность ИМС:

где NИМС – число элементов, которые входят в ИМС. В зависимости от значения kи интегральные микросхемы подразделяют:

1) kи 1 – схемы малого уровня интеграции;

2) kи 2 – схемы среднего уровня интеграции;

3) kи = (3…4) – большие интегральные микросхемы;

4) kи > 4 – сверхбольшие интегральные микросхемы.

Условное обозначение ИМС состоит из четырех элементов.

Первый элемент – цифра, указывающая конструктивно-технологическое исполнение ИМС. Она включает следующие цифры: 1, 5, 6, 7 – полупроводниковые ИМС; 2, 4, 8 – гибридные; 3 – прочие (пленочные, керамические и др.).

Второй элемент – две или три цифры (01 до 99 или 001 до 999), указывающие на порядковый номер разработки серии ИМС.

Первые два элемента обозначают серию ИМС. В маркировке микросхем, выпускаемых для широкого применения, перед первым элементом обозначения ставят букву «К».

Третий элемент – две буквы, соответствующие подгруппе и виду ИМС, определяющие основное функциональное назначение интегральной микросхемы. В табл. 1.1 приведены обозначения аналоговых микросхем по функциональному назначению.

Четвертый элемент – число, обозначающее условный (или порядковый в данной серии) номер разработки по функциональному признаку.

При необходимости разработчик ИМС имеет право после условного номера разработки дополнительно поместить букву (от А до Я), обозначающую отличие электрических параметров ИМС одного типа.

Примеры.

1) аналоговая ИМС – К153УД5:

К – широкого применения; 1 – полупроводниковая; 53 – порядковый номер серии; УД – операционный усилитель; 5 – номер разработки ИМС в данной серии.

2) Цифровая ИМС – 133ЛА1:

1 – полупроводниковая; 33 – порядковый номер серии; ЛА – цифровая ИМС 4И-НЕ; 1 – номер разработки ИМС в данной серии.

1.2. Аналоговые интегральные микросхемы Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для выполнения аналоговых операций над аналоговыми сигналами. В табл. 1.1 приведены обозначения аналоговых интегральных микросхем по функциональному признаку.

Обозначения аналоговых интегральных микросхем 6 Многофункциональные Схемы, выполняющие одноаналоговые ИМС временно несколько функций Серий аналоговых ИМС большое разнообразие.

Основную элементную базу аналоговой микроэлектронной аппаратуры составляют операционные усилители, компараторы и перемножители, благодаря универсальности их применения. Условные обозначения этих аналоговых микросхем приведены на рис. 1.1.

Рис. 1.1 – Условные обозначения аналоговых интегральных микросхем:

а) операционный усилитель; б) компаратор; в) перемножитель В настоящее время используется большое число специализированных микросхем, буквенные обозначения которых приведены в табл. 1.1: микросхемы для телевизионных приемников, для радиоприемников и магнитофонов, усилители, аналоговые ключи и коммутаторы, генераторы сигналов и другие.

1.3. Операционные усилители Наиболее распространенными аналоговыми ИМС являются операционные усилители благодаря универсальности их применения.

Операционный усилитель (ОУ) – это усилитель напряжения с непосредственными связями между каскадами, который имеет большой коэффициент усиления, малый уровень шумов, большое входное сопротивление, малое выходное сопротивление и широкую полосу единичного усиления. ОУ является усилителем постоянного тока (УПТ), так как способен усиливать постоянные сигналы. Название «операционный усилитель» было дано первоначально усилителям с большим коэффициентом усиления, разработанным для выполнения математических операций сложения, вычитания, умножения и деления. В настоящее время интегральные ОУ используются для создания различных функциональных узлов.

Условные обозначения операционного усилителя с цепями коррекции приведены на рис. 1.2.

Uвх Рис. 1.2 – Условные обозначения операционного усилителя:

а) – согласно ЕСКД; б) – по функциональному признаку (усилитель);

Операционный усилитель имеет два входа: инвертирующий и неинвертирующий. На рис. 1.2, а и б инвертирующий вход обозначен кружочком, на рис.

1.2, в – знаком минус (–). Оба входа называют дифференциальными (или разностными). Так как входной каскад ОУ является дифференциальным, то выходное напряжение ОУ Uвых зависит от разности напряжений Uвх д называется дифференциальным входным сигналом.

Если Uвх2 > Uвх1, то полярность выходного сигнала совпадает с полярностью сигнала Uвх2 (сигнал не инвертируется). Если Uвх1 > Uвх2, то полярность выходного сигнала противоположна полярности сигнала Uвх1 (сигнал инвертируется). Формула (1.1) справедлива также для случая, когда либо Uвх2 = 0, либо Uвх1 = 0.

Операционный усилитель не чувствителен к синфазной составляющей входных сигналов, которая равна Поэтому коэффициент усиления ОУ определяется только для дифференциального входного сигнала Напряжения Uвх1, Uвх2 и Uвых отсчитываются относительно корпуса.

Операционный усилитель имеет один выход и два вывода для подключения источника питания: +Еп1, –Еп2. Для ОУ используется, как правило, симметричный (относительно корпуса) источник питания (±Еп), как показано на рис.

1.3.

Такое питание называют двухполярным, может использоваться также несимметричное (однополярное) питание.

Выводы, служащие для подключения символами NC, а для подключения элеменРис. 1.3 – Симметричный тов частотной коррекции – символами FC.

Если анализируются характеристики и параметры устройств на операционных усилителях для сигнала, обычно используют упрощенное обозначение ОУ: выводы цепей питания и коррекции не показывают.

Операционный усилитель по своим характеристикам и параметрам приближается к «идеальному» усилителю.

Параметры идеального ОУ:

1) бесконечный коэффициент усиления напряжения (KОУ );

2) бесконечное полное входное сопротивление (Zвх ОУ );

3) нулевое полное выходное сопротивление (Zвых ОУ = 0);

4) равное нулю выходное напряжение Uвых = 0 при равных напряжениях на обоих входах Uвх2 = Uвх1 (Uвхд = 0);

5) бесконечная ширина полосы пропускания (отсутствие задержки при прохождении сигнала через усилитель).

На практике ни одно из этих свойств не может быть осуществлено полностью, однако к ним можно приблизиться с достаточной точностью для многих приложений.

Параметры операционного усилителя Свойства ОУ определяются большим числом параметров. Основными техническими показателями ОУ являются:

1) Коэффициент усиления напряжения KОУ, равный отношению выходного напряжения к дифференциальному входному напряжению (формула 1.3). Для современных ОУ значение коэффициента усиления равно: KОУ = 105…106.

2) Напряжение источника питания ±Еп, В при симметричном питании.

3) Потребляемый ток Іпот, мА.

4) Максимальное выходное напряжение: положительного плеча U вых max ;

отрицательного плеча U вых max. Максимальное выходное напряжение обычно на (1…2) В меньше напряжения питания.

5) Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений Значение этого коэффициента для современных ОУ равно (70…80) дБ.

6) Входное напряжение смещения нуля Uсм, мВ, равное напряжению, которое необходимо подать на дифференциальный вход, чтобы Uвых = 0.

7) Входной ток смещения Ісм, нА, равный среднему току, протекающему во входных цепях ОУ при Uвых = 0.

8) Разность входных токов смещения Ісм = | I см | – | I см |, нА, определяемая при Uвых = 0.

9) Входное сопротивление ОУ Rвх ОУ для дифференциального сигнала.

10) Выходное сопротивление ОУ Rвых ОУ при подаче дифференциального входного сигнала.

11) Частота единичного усиления f1, на которой модуль коэффициента усиления ОУ равен единице, т.е. |KОУ| = 1 или KОУ, дБ = 20lg KОУ = 0 дБ.

Структура операционного усилителя Большинство операционных усилителей выполняются в виде трехкаскадных усилителей. Структурная схема ОУ приведена на рис. 1.4.

Вх. Рис. 1.4 – Структурная схема операционного усилителя Входной каскад ОУ – это дифференциальный усилитель. Дифференциальный усилитель имеет большой коэффициент усиления дифференциального входного сигнала и большое ослабление синфазного входного сигнала. Дифференциальный усилитель имеет также большое входное сопротивление для любых входных сигналов. Входной каскад является наиболее ответственным каскадом ОУ.

За входным следует промежуточный каскад, осуществляющий основное усиление тока и напряжения ОУ. В ОУ используется непосредственная (гальваническая) связь между каскадами, поэтому промежуточный каскад должен обеспечить также понижение напряжения покоя, чтобы на выходе ОУ напряжение покоя равнялось нулю.

Выходной каскад должен обеспечить малое выходное сопротивление ОУ и ток, достаточный для питания предполагаемой нагрузки. Кроме того, этот каскад должен иметь большое входное сопротивление, чтобы не нагружать промежуточный каскад. В качестве выходного каскада в ОУ используется двухтактный эмиттерный повторитель, работающий в режиме В (либо АВ). Использование режима В позволяет повысить КПД выходного каскада, уменьшить потери в его транзисторах и упростить процесс охлаждения кристалла.

1.4. Обратная связь Операционные усилители используются для создания большого числа функциональных узлов, в которых используется обратная связь.

Обратной называется связь, обеспечивающая передачу энергии сигнала из выходной цепи усилителя во входную. Она используется для улучшения технических параметров и характеристик усилителя. Структурная схема усилителя с обратной связью (ОС) изображена на рис. 1.5.

Рис. 1.5 – Структурная схема усилителя с обратной связью Передача сигнала с выхода на вход усилителя осуществляется с помощью четырехполюсника В. Четырехполюсник ОС представляет собой внешнюю электрическую цепь, состоящую из пассивных или активных, линейных или нелинейных элементов. Если ОС охватывает весь усилитель, то ОС называется общей; если охватывает отдельные каскады или части усилителя, называется местной. На рис. 1.5 представлена структурная схема усилителя с общей ОС.

В схемной реализации усилителя и цепи ОС возможен вариант, когда обратная связь существует только для медленно изменяющейся составляющей выходного сигнала. В этом случае говорят, что существует ОС по постоянному току. Если сигнал обратной связи определяется переменной составляющей выходного сигнала, то ОС вводится по переменному току. Как правило, в усилителях есть цепи ОС и по постоянному, и по переменному току. По умолчанию, рассматривается ОС по переменному току, цепи ОС по постоянному току рассматриваются отдельно.

Коэффициент передачи четырехполюсника ОС равен Коэффициент В показывает, какая часть выходного напряжения Uвых передается снова на вход. Поэтому этот коэффициент называют коэффициентом обратной связи. Чаще всего в цепи ОС используют пассивные четырехполюсники, поэтому В < 1.

Виды обратной связи Обратная связь классифицируется по различным признакам. По способу снятия сигнала ОС различают следующие виды ОС: по напряжению (рис. 1.6, а), по току (рис. 1.6, б).

В схеме ОС по току напряжение ОС пропорционально выходному току, в схеме ОС по напряжению – выходному напряжению.

По способу введения сигнала ОС различают следующие виды ОС: последовательная (рис. 1.7, а), параллельная (рис. 1.7, б).

Рис. 1.7 – Способы введения сигнала обратной связи: а) – обратная связь последовательная; б) – обратная связь параллельная При параллельной ОС напряжение ОС Используют также смешанную по входу и смешанную (комбинированную) по выходу обратную связь. Если хотят охарактеризовать вид ОС, то указывают способ введения и способ снятия. Например, на рис. 1.5 изображена структурная схема усилителя с последовательной ОС по напряжению.

Влияние обратной связи на параметры и характеристики усилителя Обратная связь влияет на все параметры и характеристики усилителя.

Сквозной коэффициент усиления усилителя с обратной связью К е св определяется выражением где Е г – комплексный сквозной коэффициент усиления усилителя без обратной связи;

Е г = Ег e jг – комплексное значение ЭДС источника сигнала;

U вых = U вых e jвых – комплексное значение выходного напряжения без обратной связи;

K eсв = Е г – комплексный сквозной коэффициент усиления усилителя с обратной связью.

Четырехполюсники К е и B образуют петлю ОС. Произведение B K e характеризует коэффициент передачи сигнала по петле ОС, его называют петлевым усилением где = е + в – сдвиг фаз в петле ОС.

Из выражения (1.7) найдем модуль коэффициента усиления усилителя с величину называют глубиной ОС.

Из выражения (1.9) следует, что при введении обратной связи коэффициента усиления усилителя с ОС изменяется в раз.

Обратную связь называют отрицательной, если при введении ОС коэффициент усиления уменьшается, то есть K e св < K e. Обратную связь называют положительной, если при введении ОС коэффициент усиления увеличивается, то есть K e св > K e. Если коэффициент усиления при введении ОС не изменяется ( K e св = K e, = 1 B K e = 1), такую связь называют нейтральной.

Как следует из формулы (1.10), величина зависит от знака петлевого усиления B K e, знак в свою очередь определяется сдвигом фаз в петле ОС = е + в. Вид ОС может изменяться в зависимости от значений величин е и в. Значения сдвигов фаз е и в изменяются при изменении частоты, поэтому вид ОС (отрицательная или положительная) определяется в области средних частот усиливаемого диапазона.

Если =, то B K e – отрицательная действительная величина (согласно формуле 1.8), = 1 + BK e (согласно формуле 1.10), глубина ОС больше единицы, K e св < K e, следовательно, связь отрицательная.

Если = 0, то B K e – положительная действительная величина, а = 1 BK e, глубина ОС меньше единицы K e св > K e, следовательно, связь положительная.

Другими словами, если сигнал обратной связи приходит в противофазе со входным сигналом (с инверсией, = ), то такая связь – отрицательная (ООС). Если сигнал обратной связи приходит в фазе со входным сигналом ( = 0), то такая связь – положительная (ПОС).

Если глубина отрицательной обратной связи (ООС) >> 1, то такую ООС называют глубокой, для нее то есть коэффициент усиления усилителя с глубокой ООС определяется только параметрами цепи ОС.

В многокаскадных усилителях фазовые сдвиги е могут привести к тому, что в полосе пропускания и за ее пределами связь станет положительной.

В усилительных устройствах для улучшения качественных показателей и характеристик используется отрицательная ОС:

1) ООС уменьшает частотные и фазовые искажения, расширяет полосу пропускания при малых фазовых сдвигах в петле ОС ;

2) ООС уменьшает коэффициент гармоник;

3) ООС уменьшает нестабильность коэффициента усиления;

4) ООС изменяет входное и выходное сопротивления в зависимости от способа введения и снятия сигнала ООС. Последовательная ООС увеличивает входное сопротивление, параллельное ООС уменьшает входное сопротивление.

ООС по току увеличивает выходное сопротивление, ООС по напряжению уменьшает выходное сопротивление.

Положительная ОС оказывает противоположное влияние на параметры и характеристики усилителя, то есть их ухудшает. ПОС используется в специальных схемах, например, для реализации активных двухполюсников с эквивалентным отрицательным сопротивлением или эквивалентной отрицательной проводимостью, а также в схемах автогенераторов.

Устойчивость усилителей с обратной связью Отрицательная ОС в усилителях широко используется для улучшения их показателей. Однако ОС, осуществляемая в середине рабочего диапазона частот как отрицательная, может оказаться положительной на краях диапазона или за его пределами из-за фазовых сдвигов, вносимых усилителем и цепью ОС. В этом случае могут возникнуть условия, при которых на выходе усилителя появляется напряжение при отсутствии напряжения на входе. Возникновение собственных колебаний в усилителе называется самовозбуждением или генерацией.

Проанализируем выражение (1.9) Если коэффициент петлевого усиления будет равен единице знаменатель выражения (1.9) будет равен нулю, а коэффициент усиления усилителя с ОС увеличивается до бесконечности. Условие (1.12) является условием самовозбуждения усилителя с ОС. Из условия (1.12) следуют два условия самовозбуждения: для модуля и фазы петлевого усиления 1) условие амплитуд Условие фаз означает, что для самовозбуждения усилителя обратная связь должна быть положительной.

При выполнении на какой-либо частоте условий (1.12) и (1.13) в усилителе возникнут колебания, не зависящие от наличия сигнала на его входе. Появление этих колебаний обусловлено тем, что энергия с выхода, поступающая по цепям ОС на вход, компенсирует потери сигнала в цепях усилителя. В этом случае в усилителе устанавливаются стационарные автоколебания при любом, даже очень небольшом воздействии (например, от флуктуаций теплового шума источника сигнала, шумов усилительных элементов, флуктуаций напряжения источника питания и т.п.). Собственные колебания в усилителе либо сильно искажают полезный сигнал, либо значительно ухудшают технические показатели усилителя, либо (наиболее часто) просто подавляют полезный сигнал. Поэтому возникновение генерации (автоколебаний) в усилителе недопустимо. Обеспечение устойчивости усилителя является одной из важнейших задач при разработке и эксплуатации усилителей с обратной связью.

1.5. Характеристики операционного усилителя Передаточная характеристика ОУ Передаточная характеристика ОУ – это зависимость выходного напряжения Uвых от входного дифференциального напряжения Uвх д. Передаточная характеристика ОУ приведена на рис. 1.8, которая аппроксимирована кусочноломаной линией.

В передаточной характеристике ОУ можно выделить три характерные области: линейную область и области насыщения. В линейной области выходное напряжение прямо пропорционально входному дифференциальному напряжению Линейная область с обеих сторон (сверху и снизу) ограничена областями насыщения.

В любом случае напряжение на выходе ОУ не может превысить напряжение любого из источников питания, т.е. ±Еп. Максимально возможное выходное напряжение, как правило, примерно на 2 В меньше абсолютной величины питающего напряжения, а при низкоомной нагрузке диапазон изменения выходного напряжения сократится еще больше. Следовательно, можно полагать, что максимальное неискаженное выходное напряжение равно Поскольку усиление ОУ ной характеристики мала. Максимальное значение входного Например, если питающее напряжение равно ±Еп = ±15 В, то максимальное значение Рис. 1.8 – Передаточная характеристика сигнала будет равно то есть равно очень маленькому значению.

Следовательно, чтобы сигнал на выходе ОУ был равен усиленному входному напряжению без искажений, амплитуда входного напряжения должна быть небольшой. При подаче большого входного сигнала ОУ попадает в область насыщения, форма выходного сигнала будет «обрезанной», то есть сильно искаженной.

Операционный усилитель охватывают отрицательной обратной связью, что создает ряд существенных преимуществ и позволяет создать большое число различных электронных устройств. Так как коэффициент усиления ОУ имеет большое значение, то при введении отрицательной обратной связи глубина обратной связи имеет большое значение: = (1 + ВKОУ) >> 1. Следовательно, отрицательная обратная связь получается глубокой, тогда В этом случае коэффициент усиления устройства, выполненного на ОУ с глубокой отрицательной обратной связью, будет определяться только элементами цепи обратной связи В, то есть внешними элементами, и не будет зависеть от коэффициента усиления ОУ KОУ. Изменяя элементы цепи обратной связи В, можно реализовать различные электронные устройства на операционных усилителях. Далее при рассмотрении схем, выполненных на операционных усилителях, индекс ГООС будет опущен. Следует помнить, что приближенное соотношение (1.18) остается справедливым, пока выполняется условие >> 1. С увеличением частоты коэффициент усиления KОУ уменьшается, и в этом случае необходимо использовать полную формулу (1.9) для Kсв.

Амплитудно-частотная характеристика операционного усилителя Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) операционного усилителя – это зависимость модуля коэффициента усиления ОУ KОУ от частоты входного дифференциального сигнала. ОУ является усилителем постоянного тока (УПТ), поэтому его частотная характеристика начинается от нулевой частоты.

Коэффициент усиления KОУ остается неизменным в небольшой области частот. При увеличении частоты коэффициент усиления KОУ уменьшается, так как уменьшаются коэффициенты усиления каскадов, из которых состоит ОУ.

ОУ состоит из трех каскадов, поэтому три постоянные времени и три граничные частоты (частоты срезов) каскадов будут определять спад АЧХ операционного усилителя в области верхних частот.

Коэффициент усиления трехкаскадного ОУ равен произведению коэффициентов усиления его отдельных каскадов где частоты срезов каскадов равны граничным частотам и определяются постоянными времени этих каскадов в области высоких частот в:

Граничные частоты каскадов не одинаковы, самым узкополосным является, как правило, промежуточный каскад, самым широкополосным – выходной.

Поэтому АЧХ операционного усилителя будет иметь три излома: на частотах fc1, fc2, fc3. Каждый из каскадов дает спад АЧХ в области верхних частот (–20 дБ/дек), поэтому общий спад АЧХ трехкаскадного усилителя будет равен (–60 дБ/дек), а общий фазовый сдвиг 3 2 = 270°.

Устойчивость операционного усилителя с обратной связью В операционных усилителях используется отрицательная обратная связь.

Трехкаскадный усилитель с отрицательной ОС является потенциально неустойчивой системой, так как максимальный фазовый сдвиг в области верхних частот такого усилителя равен = 2. Следовательно, существует такая частота, на которой фазовый сдвиг усилителя будет равен (f) = –. На этой частоте общий фазовый сдвиг в петле обратной связи будет равен = + = = – = 0, следовательно, на этой частоте связь из отрицательной перейдет в положительную.

Таким образом, на какой-то частоте выполняется одно из условий самовозбуждения: условие фаз ( = 0), связь становится положительной. Для того, чтобы усилитель с обратной связью перешел в режим генерации, должно быть выполнено также условие амплитуд: петлевое усиление ВKОУ = 1. Если оба условия самовозбуждения будут выполнены, устройство превратиться в генератор, а все его характеристики ухудшатся.

Поскольку работоспособность ОУ определяется его устойчивостью, то обеспечение устойчивости – одна из основных задач при разработке операционных усилителей. Для обеспечения устойчивости необходимо, чтобы на тех частотах, где выполняется условие амплитуд (ВKОУ > 1), не выполнялось условие фаз. А на тех частотах, где выполняется условие фаз ( –), не должно выполняться условие амплитуд. Устойчивость должна обеспечиваться с определенным запасом.

Для обеспечения устойчивости операционных усилителей используют как внутреннюю, так и внешнюю коррекции. Внутренняя коррекция ОУ выполняется в процессе производства путем подключения небольшой емкости к определенным точкам в схеме. Эта емкость уменьшает частоту первого среза АЧХ, что обеспечивает устойчивость ОУ. Преимуществом операционных усилителей с внутренней коррекцией является простота их использования, поскольку они будут устойчивы при любых параметрах петли обратной связи. Их существенный недостаток состоит в том, что полоса пропускания устройства с отрицательной обратной связью получается небольшой.

Цепи внешней коррекции подключаются к специальным выводам операционного усилителя (FC) (рис. 1.9). В этом случае внешние элементы можно подобрать из условия оптимальной работы схемы. Такой подбор позволяет получить более широкую полосу пропускания устройства.

Для аппроксимации АЧХ операционного усилителя можно использовать одну постоянную времени – максимальную. В этом случае АЧХ операционного усилителя, построенная в логарифмическом масштабе по обеим осям, будет иметь вид, приведенный на рис. 1.9.

K = KООС На этом рисунке указаны две частоты среза ОУ:

fс1 = 2в max – частота среза каскада с максимальной постоянной времени (как правило, промежуточного); fс2 – частота среза другого каскада с меньшей постоянной времени; частота среза третьего каскада fс3 здесь не показана, так как она не определяет устойчивость ОУ. На АЧХ указан спад характеристики на разных участках.

АЧХ операционного усилителя можно аппроксимировать кусочно-ломаной линией, частоты излома определяются значениями постоянных времени каскадов ОУ. Полосу пропускания ОУ без обратной связи определяет частота среза fс1 = fс ОУ = fв гр ОУ. Значение частоты fс ОУ составляет десятки герц.

Параметром операционного усилителя является частота единичного усиления f1, на которой модуль коэффициента усиления ОУ без обратной связи равен единице (KОУ = 1, KОУ дБ = 0 дБ). У современных операционных усилителей частота единичного усиления имеет порядок нескольких мегагерц (f1 (1…10) МГц).

При введении отрицательной обратной связи коэффициент усиления уменьшается, полоса пропускания при этом расширяется. На рис. 1.9 показана АЧХ усилителя с отрицательной обратной связью. Из рис. 1.9 видно, что во сколько раз уменьшается коэффициент усиления за счет введения отрицательной обратной связи, во столько раз расширяется полоса пропускания устройства.

Значение частоты среза ОУ можно определить по формуле значение граничной частоты усилителя с отрицательной обратной связью можно определить по формуле отношение этих частот согласно формулам (1.21) и (1.22) будет равно В формулах (1.21), (1.22) и (1.23) коэффициенты усиления используются в безразмерных величинах.

Далее коэффициент усиления устройства с отрицательной ОС будет обозначаться K = KООС.

Пример. Частота единичного усиления операционного усилителя равна f1 = 4 МГц, коэффициент усиления ОУ KОУ = 105 (KОУ, дБ = 100 дБ). Коэффициент усиления усилителя с отрицательной обратной связью равен K = 10 (KдБ = 20 дБ). Определим значение частоты среза ОУ и полосу пропускания усилителя с отрицательной обратной связью Таким образом, получили широкополосное устройство с заданным коэффициентом усиления. При увеличении K полоса fв гр соответственно формуле (1.22) будет уменьшаться.

Приведенные выше зависимости справедливы только в том случае, если частота fс2, соответствующая второй точке излома АЧХ операционного усилителя, значительно больше полосы пропускания усилителя с отрицательной обратной связью, а также больше частоты единичного усиления, как показано на рис. 1.9: fс2 >> fв гр, fс2 > f1.

1.6. Дифференциальный усилитель Как следует из структурной схемы ОУ (рис. 1.4), его входным каскадом является дифференциальный усилитель.

Дифференциальный усилитель (ДУ) широко применяется как в аналоговых интегральных микросхемах, так и в схемах на дискретных элементах. ДУ имеет два симметричных входа: вх. 1 и вх. 2, и усиливает разность двух входных напряжений (дифференциальное напряжение) Отсюда произошло название этого типа усилителя – дифференциальный.

При этом выходная цепь может быть как симметричной, так и несимметричной.

1.6.1. Дифференциальный усилитель с резистивной нагрузкой Схема дифференциального усилителя на биполярных транзисторах приведена на рис. 1.10. В схеме рис. 1.10.

|Еп1| = |Еп2| = |Еп|. ДУ состоит из двух одинаковых (симметричных) плеч, зисторов VT1 и VT2 действует генеЭ тенциалов При таком определении Uвх д (формула 1.24 и Uвых д (формула 1.25) Рис. 1.10 – Дифференциальный усифазы этих напряжений совпадают: литель на биполярных транзисторах при увеличении Uвх д увеличивается также Uвых д, при уменьшении Uвх д уменьшается также Uвых д.

В основе дифференциального усилителя лежит идеальная симметрия обоих плеч, то есть идентичность параметров транзисторов VT1 и VT2 и равенство коллекторных сопротивлений Rк1 = Rк2 = Rк. Использование источника тока І обеспечивает стабильность рабочей точки (точки покоя):

При отсутствии входных сигналов коллекторные токи и коллекторные потенциалы будут одинаковыми, а выходное дифференциальное напряжение будет равно нулю.

На рис. 1.11 представлены зависимости токов Ік1 и Ік2 от напряжения Uвх д.

Из рис. 1.11 видно, что, по мере в ту или иную сторону относительно нулевого потенциала, все больший ток протекает через один транзистор ся нелинейной, то есть ДУ является обычный усилитель с общим эмиттером. Однако, в некоторой ограниченной области передаточной характеристики зависимости между токами и входным дифференциальным напряжением Ік1(Uвх д) и Ік2(Uвх д), можно считать примерно линейными. Следовательно, при усилении сигналов малой амплитуды ДУ можно считать практически линейным устройством.

В силу симметрии схемы нулевое значение Uвых д сохраняется при одновременном и одинаковом изменении токов в обоих плечах, какими бы причинами такое изменение не вызывалось. Значит, в идеальном ДУ дрейф выходного напряжения отсутствует, хотя в каждом из плеч он может быть сравнительно большим.

Подадим на базы транзисторов VT1 и VT2 синфазные сигналы (Uвх1 = Uвх2).

Если источник тока І0 идеальный, то под действием входных синфазных сигналов токи коллекторов транзисторов не изменятся, поскольку их сумма Ік1 + Ік2 = = І0 = const, и токи не могут одновременно либо увеличиваться, либо уменьшаться. Следовательно, не изменятся коллекторные потенциалы (Uк1 = Uк2 = = const) и выходное дифференциальное напряжение будет равно нулю: Uвых д = = Uк2 – Uк1 = 0. Значит, идеальный ДУ не усиливает синфазные входные сигналы и подавляет синфазные помехи.

Рассмотрим воздействие на ДУ двух напряжений одинаковых значений, но противоположных знаков (противофазных сигналов), как показано на рис. 1.10, Соответственно приращения коллекторных токов и коллекторных потенциалов в плечах ДУ будут одинаковыми по значениям, но разного знака:

Ік1 = –Ік2, Uк2 = –Uк1. При этом сумма коллекторных токов останется неизменной:

полагая, что Іэ1 Ік1, Іэ2 Ік2, если h21э1 >> 1, h21э2 >> 1.

В результате появится выходное дифференциальное напряжение, равное На рис. 1.10 показаны направления приращений токов Ік1 и Ік2 в ДУ при подаче противофазных входных сигналов.

Значит, идеальный ДУ усиливает только дифференциальный (разностный) сигнал.

Поскольку дифференциальный входной сигнал делится поровну между эмиттерными переходами транзисторов VT1 и VT2 (Uбэ1 = Uвх1, Uбэ2 = Uвх2), потенциал средней точки, то есть потенциал эмиттеров Uэ остается неизменным.

Следовательно, при анализе дифференциального входного сигнала можно считать точку Э (рис. 1.10) соединенной с корпусом для переменных составляющих, а каждое плечо ДУ рассматривать как каскад с общим эмиттером. Любую комбинацию входных сигналов можно представить в виде суммы синфазной и дифференциальной составляющих Удобство такого представления состоит в том, что действие каждой из составляющих можно анализировать отдельно, воспользовавшись принципом суперпозиции, так как ДУ работает в линейном режиме. Из уравнений (1.31) и (1.32) найдем синфазную и дифференциальную составляющие входного сигнала Способность ДУ различать (по входу) малые дифференциальные сигналы на фоне больших синфазных помех является одной из важнейших характеристик дифференциальных усилителей. Важную роль в работе ДУ играет постоянство тока І0.

Использование двух источников питания (±Еп) позволяет легко подобрать режим работы транзисторов ДУ и получить нулевой потенциал на базах транзисторов VT1 и VT2 относительно общего провода.

Работа дифференциальных усилителей основана на идентичности его плеч, поэтому ДУ и схемы, использующие их (например, операционные усилители), широко применяются в интегральных микросхемах. Только в интегральных микросхемах, где элементы расположены друг от друга на расстояниях десятков микрон, можно обеспечить идентичность параметров элементов схемы, температурных коэффициентов и симметрию. Кроме того, в микроэлектронике не критично количество элементов, способствующих повышению качества схемы.

Основным параметром дифференциального усилителя является коэффициент усиления дифференциального сигнала В идеальном ДУ каждое плечо можно рассматривать как каскад с ОЭ. Согласно формуле (1.24) поэтому при противофазных входных сигналах входное дифференциальное напряжение будет равно Выходное напряжение каждого плеча с учетом инверсии сигналов будет равно Дифференциальное выходное напряжение согласно формуле (1.30) будет равно Тогда, согласно выражению (1.35), коэффициент усиления ДУ будет равен коэффициенту усиления отдельного плеча если полагать, что Rн >> Rк, а внутреннее сопротивление источника сигнала Rг Rвх ОУ, которое и без обратной связи велико (Rвх ОУ ). Отрицательная ОС по напряжению уменьшает выходное сопротивление неинвертирующего усилителя, то есть Rвых < Rвых ОУ.

Найдем коэффициент усиления неинвертирующего усилителя, полагая Uвх д 0, Івх ОУ 0. В этом случае І1 = І2, а Uвх = І1R1, Uвых = І2R2 + І1R1 = І2R2 + Uвх.

Найдем токи:

Приравняв токи, получим Отсюда найдем коэффициент усиления неинвертирующего усилителя Схема повторителя напряжения приведена на рис. 1.25.

В схеме использована последовательная отрицательная обратная связь по напряжению, аналогично эмиттерному и истоковому повторителям. Если принять Uвх д 0, то Схему повторителя можно рассматривать также как частный случай схемы рис. 1.24, если принять R2 = 0, R1 =, тогда K = 1.

В схеме повторителя фазы входного и выходного напряжений одинаковы, коэффициент усиления равен единице, следовательно, выходное напряжение повторяет входное напряжение. Входное сопротивление повторителя велико (Rвх ), выходное сопротивление мало (Rвых 0). Повторитель используется в качестве буферного (развязывающего) усилителя.

1.9.3. Измерительный усилитель. Усилитель мощности Измерительный усилитель – это один из наиболее широко применяемых, точных и многофункциональных усилителей. Схема измерительного усилителя с регулируемым коэффициентом усиления приведена на рис. 1.26.

Операционные усилители А1 и А2 включены по схеме повторителей. Это позволяет увеличить входное сопротивление усилителя и развязать входные и выходные сигналы.

Поскольку дифференциальное входное напряжение каждого ОУ равно нулю, напряжения в точках 1 и 2 (по отношению к корпусу) равны соответственно Uвх1 и Uвх2. Отсюда следует, что на резисторе R падает напряжение (Uвх1 – Uвх2) (полярность соответствует случаю, если Uвх1 > Uвх2). Резистор R переменный, он используется для регулировки коэффициента усиления. Через переменный резистор R протекает ток І, равный Операционный усилитель А3 со своими четырьмя навесными резисторами, имеющими равные сопротивления R, является дифференциальным усилителем с коэффициентом усиления, равным 1. Резистор R – это резистор предварительной регулировки схемы, который служит для балансировки синфазных напряжений.

Так как коэффициент усиления каскада на операционном усилителе А3 равен 1, то выходное напряжение измерительного усилителя равно входному дифференциальному напряжению каскада А Отсюда найдем и коэффициент усиления измерительного усилителя Изменяя значение, можно регулировать (изменять) коэффициент усиления усилителя.

Таким образом, измерительный усилитель обладает следующими свойствами:

1) коэффициент усиления задается всего одним резистором R;

2) входное сопротивление усилителя по обоим входам очень велико и при изменении коэффициента усиления не меняется;

3) Uвых не зависит от напряжения, общего для Uвх1 и Uвх2 (синфазного напряжения), а зависит только от разности этих напряжений.

Для увеличения выходной мощности сигнала необходимо усилить выходной ток операционного усилителя. Для усиления тока можно использовать эмиттерный повторитель. Простая схема усилителя мощности приведена на рис. 1.27.

Выходной двухтактный каскад выполнен на комплементарной паре (транзисторах VT1 и VT2) по схеме двухтактного эмиттерного повторителя, который работает в режиме В. Выходные транзисторы VT1 и VT2 усиливают ток и позволяют получить требуемую мощность в нагрузке.

Предварительный каскад выполнен на операционном усилителе А по схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления напряжения Усилитель охвачен общей глубокой отрицательной обратной связью по сигналу и по постоянному току. Такая обратная связь обеспечивает требуемые нелинейные и линейные искажения усилителя, а также стабильность коэффициента усиления. Небольшая емкость С3 в цепи обратной связи обеспечивает устойчивость усилителя и корректирует АЧХ усилителя в области высоких частот. Блокировочные емкости в цепи питания С1 и С2 служат для развязки каскадов по цепи питания и блокируют источник питания.

1.9.4. Инвертирующий сумматор. Смеситель сигналов. Неинвертирующий сумматор Инвертирующий сумматор складывает входные напряжения с разными весовыми коэффициентами. Схема инвертирующего сумматора приведена на рис.

1.28.

Будем полагать, что Івх ОУ = 0, Uвх д = 0. В этом случае токи источников сигнала суммируются, их сумма равна току в цепи обратной связи Так как Uвх д = 0, то входные сигналы развязаны друг от друга, токи І1, І2, І зависят только от своего входного напряжения и не зависят от других источников сигнала. Напряжения Uвх1, Uвх2, Uвх3 не взаимодействуют друг с другом. В этом случае входные токи равны Ток цепи обратной связи Іос, протекая через резистор Rос, создает на нем падение напряжения, равное выходному напряжению, Знак минус свидетельствует об инверсии выходного напряжения, так как входные напряжения поданы на инвертирующий вход. Подставив значения токов, получим формулу для выходного напряжения Из формулы (1.48) следует, что входные напряжения суммируются с заRoc Roc Roc данными весовыми коэффициентами, равными отношениям: R1, R2, R3.

Эта схема позволяет суммировать достаточно много входных сигналов.

Если выбрать значения сопротивлений всех резисторов схемы равными, то есть то получим инвертирующий сумматор напряжений Сумматоры можно использовать в качестве линейных смесителей сигналов (микшеров). Одно из возможных применений таких смесителей – смешение звуковых сигналов. Например, звуковые сигналы от нескольких музыкальных инструментов, принятые на разные микрофоны, можно смешать с голосом певца, принятым на его микрофон. Если между каждым микрофоном и соответствующим резистором сумматора поместить регулятор громкости, то напряжения от каждого источника сигнала можно регулировать до их последующего суммирования. При этом можно, например, сделать так, что слабый голос певца будет звучать громче музыкальных инструментов. Схема смесителя приведена Uвх Uвх В этой схеме R1 – переменные сопротивления, выполняющие функции регуляторов громкости, сопротивление R8 – компенсирующее сопротивление, равное эквивалентному параллельному сопротивлению резисторов R4, R5, R6, R7, то есть Если суммируемые сигналы подать на неинвертирующий вход операционного усилителя, то получим неинвертирующий сумматор напряжения, схема которого приведена на рис. 1.30.

В схеме рис. 1.30 сопротивления всех резисторов одинаковые, кроме сопротивления Rос. Если сумматор имеет N входов, сопротивление обратной связи Rос выбирают равным Для трех входов (N = 3) Rос = 2R, как показано на рис. 1.30.

Входное напряжение сумматора равно среднему значению входных напряжений источников сигналов Коэффициент усиления сумматора равен коэффициенту усиления неинвертирующего усилителя, то есть Следовательно, выходное напряжение сумматора равно то есть сумме входных напряжений.

1.9.5. Интегратор Интегратором называется устройство, у которого выходное напряжение пропорционально интегралу по времени от входного напряжения. Схема инвертирующего интегратора на операционном усилителе приведена на рис. 1.31.

Рис. 1.31 – Инвертирующий интегратор на операционном усилителе Приведенный интегратор – инвертирующий. Полярность сигналов на рис. 1.31 указана для данного момента времени.

При анализе схемы будем полагать, что операционный усилитель является идеальным:

В этом случае справедливо равенство Найдем эти токи Приравняв токи, получим Интегрируя выражение duвых, найдем выходное напряжение которое пропорционально интегралу от входного напряжения. Пределами интегрирования в формуле (1.52) являются моменты начала и конца интервала времени наблюдения сигнала. Для вычисления интеграла от изменяющегося входного напряжения необходимо сначала выразить это напряжение как функцию времени. Рассмотрим несколько примеров.

Пример 1. Ступенчатый входной сигнал Эпюры входного и выходного напряжений инвертирующего интегратора приведены на рис. 1.32.

Запишем входной сигнал как функцию времени По формуле (1.52) найдем зависимость выходного напряжения от времени Таким образом, выходной сигнал прямо пропорционален времени и имеет полярность, противоположную полярности входного сигнала.

Если задан интервал наблюдения (0…t1), то выходное напряжение к концу наблюдения будет равно Рис. 1.32 – Реакция инвертирующего интегратора Пример 2. Прямоугольный входной сигнал Ступенчатая форма сигнала и формулы (1.53) и (1.54) позволяют легко определить форму выходного сигнала, если на вход подан прямоугольный сигнал.

Эпюры входного и выходного напряжений инвертирующего интегратора приведены на рис. 1.33.

Рис. 1.33 – Реакция инвертирующего интегратора на прямоугольный Форма выходного сигнала получилась треугольной. Для определения значения Uвых max необходимо по формуле (1.53) найти значение интеграла за полупериод (0…t1) При анализе работы интегратора операционный усилитель считался идеальным. Реальный ОУ имеет напряжение смещения нуля Uсм и ток смещения Ісм. Эти величины приводят к ошибкам интегрирования. Для их уменьшения вводят в схему интегратора два резистора R1 и R2, как показано на рис. 1.34.

В схеме рис. 1.34: R1 = R || R2 – компенсирующее сопротивление, уменьшающее влияние тока смещения; R2 – шунтирующее сопротивление, уменьшающее влияние напряжения смещения.

Интегратор является активным фильтром нижних частот первого порядка со спадом АЧХ (–20 дБ/дек) и с коэффициентом передачи в полосе пропускания больше единицы. Для схемы рис. 1.34 коэффициент передачи равен На ОУ можно выполнить также схемы: суммирующий интегратор, интегратор-усилитель, разностный интегратор, двойной интегратор и другие.

1.9.6. Дифференциатор Дифференциатором называется устройство, у которого выходное напряжение пропорционально дифференциалу входного напряжения. Схема инвертирующего дифференциатора на операционном усилителе приведена на рис. 1.35.

Полярность сигналов на рис. 1.35 указана для данного момента времени.

При анализе будем полагать, что операционный усилитель является идеальным: Uвх д = 0, Iвх ОУ = 0. В этом случае справедливо равенство:

Рис. 1.35 – Инвертирующий дифферен- Для вычисления дифференциациатор на операционном усилителе ла от изменяющегося входного напряжения необходимо сначала выразить это напряжение как функцию времени. Рассмотрим несколько примеров.

Пример 1. Треугольный входной сигнал Эпюры входного и выходного напряжений дифференциатора приведены на рис. 1.36.

Рис. 1.36 – Реакция инвертирующего дифференциатора Пример 2. Прямоугольный входной сигнал Эпюры входного и выходного напряжений дифференциатора приведены на рис. 1.37.

Такую форму выходной сигнал будет иметь, если ОУ близок к идеальному. В реальных схемах форма выходного сигнала будет определяться частотой следования входных импульсов и частотными свойствами операционных усилителей.

Кроме того, схема рис. 1.35 имеет тенденцию к потере устойчивости, поэтому принимают меры по динамической стабилизации дифференциатора.

На ОУ можно выполнить также другие схемы дифференциаторов: суммирующий, дифференциатор-усилитель, разностный и другие.

Дифференциатор является активным фильтром верхних частот с коэффициентом передачи больше единицы.

Рис. 1.37 – Реакция инвертирующего дифференциатора 1.9.7. Логарифмические схемы Логарифмические и антилогарифмические схемы используются для выполнения аналогового умножения и деления, сжатия (компрессии) сигнала, вычисления логарифмов и показательных функций и в других устройствах.

Логарифматором называется устройство, у которого выходное напряжение пропорционально логарифму входного напряжения. Для получения логарифмической характеристики в цепь отрицательной обратной связи операционного усилителя необходимо включить элемент, который обладает логарифмической вольт-амперной характеристикой (ВАХ). Таким элементом является полупроводниковый р-n-переход.

Известно, что прямые токи и напряжения полупроводникового диода связаны следующим соотношением где І0 – обратный ток диода; т – температурный потенциал (т = 26 мВ при температуре Т = 300 К).

Аналогично можно записать выражение для коллекторного тока биполярного транзистора, включенного с общей базой, где Іэб0 – обратный ток эмиттерного перехода.

Выражения, определяющие ток диода и коллекторный ток транзистора, идентичные. Поэтому все, что применимо к току Ід, может быть применено и к току коллектора Ік.

Схемы логарифматоров приведены на рис. 1.38.

Рис. 1.38 – Логарифматор: а) – на диоде; б) – на биполярном транзисторе Проанализируем работу схемы рис. 1.38,а, найдем взаимосвязь между входным и выходным напряжениями. ОУ полагаем идеальным, то есть выполняются равенства:

Найдем токи отсюда можно записать Прологарифмируем выражение (1.59) Из выражения (1.60) найдем выходное напряжение следовательно, выходное напряжение пропорционально логарифму входного напряжения.

Следует отметить, что логарифматор имеет выходное напряжение только одной полярности, которая определяется направлением включения диода. Схема рис. 1.38,а (как и схема рис. 1,38,б) имеет отрицательное выходное напряжение при положительном входном. Если изменить полярность диода VD, то выходное напряжение будет положительным при отрицательном входном. Для логарифмирования двухполярного входного сигнала необходимо использовать в цепи обратной связи два диода, включенные навстречу друг другу.

Логарифматор на диоде имеет логарифмическую характеристику при изменении входного напряжения примерно в пределах трех декад. Для получения большего диапазона изменения входного напряжения используют схему рис.

1.38,б. Для этой схемы При использовании транзистора р-n-р-типа получим положительное выходное напряжение при отрицательном входном.

Обычно для получения широкого рабочего диапазона логарифматора необходимо использовать ОУ, обладающие малыми значениями напряжения смещения и тока смещения.

Амплитудная характеристика логарифматора приведена на рис. 1.39, из которого видно, что логарифматор подчеркивает малые сигналы и сжимает большие.

Антилогарифматором называется устройство, у которого выходное напряжение пропорционально антилогарифму от входного напряжения. Антилогарифм определяется как экспонента от логарифма Схемы антилогарифматоров приведены на рис. 1.40.

Рис. 1.40 – Антилогарифматор: а) – на диоде; б) – на биполярном транзисторе В схеме рис. 1.40, а можно полагать, что Найдем токи Из этих выражений найдем выходное напряжение Аналогично получим формулу для схемы рис. 1.40,б Антилогарифматор имеет выходное напряжение только одной полярности, которая определяется направлением включения диода или типом биполярного транзистора. Если входное напряжение отрицательное, а не положительное, необходимо использовать транзистор n-p-n-типа, либо изменить полярность диода.

Амплитудная характеристика антилогарифматора имеет вид экспоненты (рис. 1.41). Следовательно, антилогарифматор подчеркивает большие и скрывает малые сигналы.

Иногда в системе сигнал имеет столь большой динамический диапазон, что отрегулировать его должным образом невозможно. Если масштаб сигнала уменьшить линейно, то информация, соответствующая малым напряжениям, будет затемняться шумами, и выделить ее будет трудно. Если же использовать логарифматор, то, как следует из его амплитудной характеристики (рис. 1.39), большие сигналы будут уменьшаться больше, чем малые. Произойдет сжатие (компрессия) сигнала. Чтобы избежать разрыва амплитудной характеристики вблизи нуля, необходимо использовать двухсторонний логарифматор.

Схема компрессора (устройства сжатия сигнала) приведена на рис. 1.42,а, на рис. 1.42,б – амплитудная характеристика компрессора.

Сопротивление R2 в цепи обратной связи логарифматора обеспечивает линейную зону около нуля, что позволяет получить конечное усиление сигналов очень малой амплитуды.

Если диоды VD1 и VD2 подключить параллельно сопротивлению R1, то схема будет работать как расширитель. Схемы расширения используются для преобразования сжатых сигналов к их первоначальной форме или при необходимости различения близких по амплитуде малых сигналов.

1.10. Компараторы Компараторы являются специализированными операционными усилителями с дифференциальным входом и одиночным или парафазным цифровым выходом. Условное обозначение компаратора приведено на рис. 1.1,б. Компаратор – это устройство, которое сравнивает разность входных сигналов (Uвх д) с опорным напряжением Uоп.

Входной каскад компаратора построен аналогично схемам ОУ. На выходе компаратора формируется сигнал высокого логического уровня, если разность входных сигналов Uвх д меньше напряжения срабатывания компаратора Uоп, или низкого логического уровня, если Uвх д превышает напряжение срабатывания компаратора. На один вход компаратора подается исследуемый сигнал, на другой – опорный потенциал.

Основные параметры компаратора 1) Чувствительность Uвх мин – точность, с которой компаратор может различать входной и опорный сигналы.

2) Быстродействие tздр – скорость отклика, определяемая задержкой срабатывания и временем нарастания сигнала.

3) Нагрузочная способность – способность компаратора управлять определенным числом входов цифровых микросхем.

Остальные параметры аналогичны параметрам операционного усилителя.

Промышленность выпускает большое число разнообразных компараторов, их параметры, схемы и условные обозначения приводятся в справочниках.

Простейшая схема компаратора, выполненная на операционном усилителе, приведена на рис. 1.43,а, передаточная характеристика компаратора на рис. 1.43,б.

Опорное напряжение может иметь различную полярность. Для схемы рис. 1.43,а рассмотрим пример для треугольного входного сигнала. Форма сигналов на входе и выходе компаратора приведены на рис. 1.44.

На выходе компаратора устанавливается положительное или отрицательное напряжение насыщения в зависимости от того, какое из входных напряжений больше.

Рассмотрим работу схемы рис. 1.43,а. В данной схеме показано опорное напряжение положительной полярности.

1) Если напряжение на входе Uвх > Uоп, то согласно передаточной характеристике компаратора рис. 1.43,б, напряжение на выходе равно отрицательному 2) Если напряжение на входе Uвх < Uоп, то напряжение на выходе равно положительному напряжению насыщения: Uвых = Uнас.

Таким образом, выходное напряжение скачком переключается от уровня Uнас к уровню Uнас. Выходное напряжение показывает: больше или меньше входное напряжение Uвх опорного напряжения Uоп. Переключение схемы происходит при равенстве напряжений: Uвх = Uоп, т.е. Uоп – Uвх = 0. Процесс переключения компаратора иллюстрирует рис. 1.44.

В аналоговых интегральных микросхемах компаратор часто разрабатывается так, чтобы уровни на его выходе были совместимы для работы с другими компонентами, например, со схемами цифровой логики: U1 = лог. 1, U2 = лог. 0.

Компараторы применяют в следующих схемах.

1) В триггере Шмитта (схеме формирования сигнала), преобразующем сигнал произвольной формы в прямоугольный или импульсный сигнал.

2) В детекторе нуля – схеме, которая показывает момент и направление прохождения входного сигнала через напряжение, равное нулю.

3) В детекторе уровня – схеме, которая показывает момент достижения входным напряжением данного уровня опорного напряжения.

4) В генераторах сигналов треугольной или прямоугольной формы.

Рассмотрим триггер Шмитта.

Триггер Шмитта Схема компаратора рис. 1.43,а может давать ложное срабатывание, если во входном сигнале присутствуют шумы. Для улучшения характеристик компаратора вводится положительная обратная связь. Для этого часть выходного напряжения подается на неинвертирующий вход операционного усилителя. Схема такого компаратора приведена на рис. 1.45,а, его передаточная характеристика – на рис. 1.45,б. Такой компаратор называют триггером Шмитта.

Рис. 1.45 – Триггер Шмитта: а) – схема; б) – передаточная характеристика Напряжение положительной ОС, которое определяется резистивным делителем R1 и R2, выполняет роль опорного напряжения, которое изменяется в процессе работы, так как оно зависит от значения выходного напряжения.

1) Если выходное напряжение Uвых = Uнас, то верхнее пороговое напряжение равно 2) Если выходное напряжение Uвых = Uнас, то нижнее пороговое напряжение равно Как следует из рис. 1.45,б, если Uвх > Uпв, то на выходе устанавливается напряжение U вых Uвх < Uпн, то на выходе устанавливается напряжение Uвых = U нас, схема переходит в другое устойчивое состояние.

Таким образом, у триггера Шмитта существует два устойчивых состояния:

U нас) и U нас).

Положительная обратная связь создает эффект спускового механизма, ускоряя переключение Uвых из одного состояния в другое. Если пороговые напряжения превышают по значению напряжение шумов, то положительная обратная связь не допускает ложных срабатываний выхода.

Разность между напряжениями Uпв и Uпн называется напряжением гистерезиса Uгист Важнейшим показателем компараторов является их быстродействие.

Компаратор преобразует входной сигнал синусоидальной, треугольной или пилообразной формы в выходной прямоугольный сигнал, то есть преобразует аналоговые сигналы в дискретные. Его называют также формирователем уровней.

1.11. Аналоговые перемножители Аналоговые перемножители предназначены для перемножения двух аналоговых входных сигналов и поэтому могут использоваться для построения умножителей частоты, фазовых детекторов, балансных модуляторов, а также в системах автоматического регулирования в качестве перемножителей и схем возведения в степень. Совместно с ОУ аналоговые перемножители могут выполнять деление, извлечение корней и выделение тригонометрических функций.

Аналоговый перемножитель предназначен для реализации передаточной функции где UZ – выходное напряжение; UX и UY – переменные напряжения на входах Х и Y соответственно; K – масштабный коэффициент. Условное обозначение аналогового перемножителя приведена на рис. 1.1,в.

Наибольшее распространение получили три типа интегральных перемножителей: с управляемым сопротивлением, с переменной крутизной, логарифмические. Перемножители на логарифматорах и антилогарифматорах очевидны для построения и просты для расчета. Структурная схема логарифмического перемножителя приведена на рис. 1.46, где а и b – коэффициенты пропорциональности логарифмов.

Если а > 1 и b > 1, сигналы возводятся в степень и перемножаются, если а = 1 и b = 1, получим перемножение сигналов. Если а < 1 и b < 1, из сигналов извлекаются корни. Если сигналы вычесть aln X – bln Y, то в результате получим деление сигналов Схема перемножителя однополярных сигналов, выполненного на операционных усилителя, приведена на рис. 1.47.

Рис. 1.47 – Перемножитель однополярных напряжений На операционных усилителях А1 и А2 выполнены логарифматоры, напряжения на выходах которых равны (при указанной полярности на входах) На операционном усилителе А3 выполнен инвертирующий сумматор напряжений (весовые коэффициенты равны единице). Напряжение на выходе сумматора равно На операционном усилителе А4 выполнен антилогарифматор, напряжение на выходе которого пропорционально произведению входных напряжений где k – коэффициент пропорциональности.

Если выбрать то получим Таким образом, выходной сигнал представляет собой результат перемножения двух входных сигналов. Предполагается, что все ОУ полностью скорректированы.

Выпускаются готовые схемы перемножителей. Эти схемы являются сложными и тщательно выполненными устройствами. Некоторые перемножители, называемые двухквадрантными, могут работать только при одной полярности на одном из входов. Другие, называемые четырехквадрантными, работают при любой полярности сигналов на обоих входах.

Основные параметры аналогового перемножителя 1) Погрешность перемножения, которая равна максимальной разности между фактическим и теоретическим значениями выходного сигнала.

2) Нелинейность перемножения по координатам Х и Y в %: NX, NY.

3) Остаточное напряжение UостX, UостY, мВ.

4) Входные токи Iвх, мкА.

5) Полоса преобразования fX, fY, МГц.

6) Максимальные значения входных и выходных напряжений, В.

1.12. Электронные генераторы 1.12.1. Основные понятия Колебания на выходе усилителей, преобразователей, детекторов существуют только в том случае, когда на их входы подаются определенные сигналы. Колебания, вызываемые внешними воздействиями, называются вынужденными.

Колебания, самостоятельно возникающие в отсутствие внешних воздействий, называются автоколебаниями, а устройства, в которых они возникают, – автогенераторами. Возникающие автоколебания обладают определенной энергией, поэтому в состав автогенератора должен входить источник энергии, который поддерживает эти колебания. В большинстве случаев в качестве источников энергии в автогенераторах используют источники постоянного напряжение или тока (источники питания).

Таким образом, электронный генератор (автогенератор) – это устройство, вырабатывающее электрические колебания определенной частоты и формы, которое использует энергию источника питания. Автогенератор, по существу, представляет собой преобразователь энергии источника питания в энергию колебаний.

Основными характеристиками генератора являются форма, частота, коэффициент полезного действия (КПД) и мощность, отдаваемая в нагрузку.

По форме колебаний генераторы подразделяются на генераторы синусоидальных (гармонических) и несинусоидальных колебаний. По частоте генерируемых колебаний различают: генераторы инфранизкой (от долей Гц до 10 Гц), низкой (10 Гц…100 кГц), высокой (100 кГц…30 МГц), сверхвысокой (свыше 30 МГц) частоты. Важной характеристикой генератора является также нестабильность частоты, которая определяется как относительное отклонение частоты генерируемых колебаний от номинального значения. Стабильность частоты автоколебаний зависит от многих факторов. Изменения температуры окружающей среды, напряжения источника питания и другие дестабилизирующие факторы приводят к изменениям режимов и параметров усилительных устройств, изменениям параметров элементов, входящих в генератор. В результате этого изменяется частота генерируемых колебаний.

Автогенераторы выполняют на основе усилителей, охваченных положительной обратной связью (ПОС). По принципу работы различают автогенераторы с внешней и внутренней обратной связью. В качестве активных элементов в генераторах применяются транзисторы, электронные лампы, туннельные диоды, аналоговые и цифровые микросхемы и другие электронные устройства.

Общая структурная схема автогенератора с внешней положительной обратной связью (ПОС) приведена на рис. 1.48.

Рис. 1.48 – Структурная схема автогенератора с внешней цепью положительной обратной связи 1.12.2. Генераторы гармонических колебаний В генераторах гармонических колебаний форма выходного напряжения близка к синусоидальной. Это достигается тем, что в петлю положительной обратной связи (ПОС) включается частотно-избирательная цепь (фильтр). В качестве фильтров используют LC-контуры, кварцевые резонаторы, RC-цепи и другие частотно-избирательные цепи. Структурная схема генератора гармонических колебаний приведена на рис. 1.49, в этой схеме источник питания включен в схему усилителя.

Рис. 1.49 – Структурная схема генератора гармонических колебаний Как показано в разделе 1.4, самовозбуждение схемы произойдет, когда Кесв будет стремиться к бесконечности, то есть когда знаменатель выражения (1.9) будет равен нулю:

Из этого условия получены два условия самовозбуждения:

1) B K e = 1 – условие амплитуд (1.12);

Для усилителей и систем автоматического регулирования требуется, чтобы система была устойчивой, то есть, чтобы в отсутствие входного сигнала колебаний в них не было.

В противоположность этому, в автогенераторе состояние равновесия должно быть неустойчивым, чтобы возникал процесс самовозбуждения.

Причиной возникновения колебаний являются флуктуации тока и напряжения в элементах схемы, например, тепловой шум, дробовый шум. Термином «шум» принято обозначать помехи флуктуационного характера, обязанные своим происхождением тепловым хаотическим движениям частиц несущих заряды (тепловой шум активного сопротивления), дробовому эффекту (неравномерное излучение электронов и дырок эмиттирующими электродами) и другим явлениям. Спектр этих колебаний содержит практически компоненты всех частот, спектр шума сплошной. Такой шум називают белым.

Флуктуации на входе усилителя усиливаются, а затем выделяются узкополосным фильтром. Наибольшую амплитуду на выходе фильтра будут иметь колебания с частотой, близкой к резонансной частоте – 0 фильтра. Выделенные фильтром колебания по цепи ОС попадают на вход усилителя. Если напряжение ОС совпадает по фазе с каким-либо напряжением, они складываются, усиливаются. Снова усиленный сигнал попадает на вход в фазе, усиливается и так далее. Возникает процесс самовозбуждения на частоте, близкой к резонансной частоте 0 фильтра.

На начальном этапе, когда колебания малы по амплитуде, усилитель ведет себя как линейное устройство. Поэтому для определения условий генерации колебаний можно воспользоваться условиями самовозбуждения усилителя с обратной связью (1.12) и (1.13); получим:

Условие баланса амплитуд означает, что в генераторе колебания возникают только в том случае, когда усилитель компенсирует потери в петле положительной ОС. Условие баланса фаз означает, что фазы напряжения ОС и входного напряжения совпадают ( = е + в – сдвиг фаз по петле ОС), следовательно, обратная связь должна быть положительной. С ростом амплитуды генерируемого колебания все сильнее сказывается нелинейность ВАХ электронных приборов усилителя. Из-за нелинейности амплитуда принимает максимальное значение, форма сигнала близка к синусоидальной. В генераторе устанавливается стационарный динамический режим с постоянной амплитудой колебания Umвых и частотой 0.

Из рассмотрения процесса самовозбуждений следует, что любой автогенератор должен содержать нелинейный элемент, так как стационарные колебания устанавливаются только благодаря нелинейности ВАХ. В линейной системе получить стационарные автоколебания с постоянной амплитудой невозможно. В исследовании любых автогенераторов можно выделить три основные задачи: 1) анализ условий самовозбуждения; 2) определение стационарных режимов (формы, амплитуды и частоты генерируемых колебаний) и анализ их устойчивости; 3) исследование переходных процессов установления колебаний.

Процессы, происходящие в автоколебательных системах, описываются нелинейными дифференциальными уравнениями. Точных аналитических методов решения нелинейных дифференциальных уравнений не существует. В связи с этим было разработано Рис. 1.50 – LC-генератор на операционном Схема одного из вариантов LC-генератора на ОУ приведена на рис. 1.50.

В роли элемента усиления в этой схеме выступает неинвертирующий усиR литель с коэффициентом усиления K = 1 + R1. Роль фильтра, задающего частоту колебаний, выполняет параллельный LC-контур. Цепь положительной обратной связи образована резистором R и LC-контуром. Энергетические потери в LC-контуре обусловлены внутренним активным сопротивлением элементов L и С, которые можно охарактеризовать эквивалентным сопротивлением контура Rк на резонансной частоте 0 = LC. Операционный усилитель, включенный по неинвертирующей схеме, усиливает входное напряжение uвх(t) в K раз.

Для вывода уравнения генератора составим уравнение для токов в узле 1:

1. В результате получим Так как uвых = Kuвх, где K = 1 + R1, уравнение (1.70) преобразуем Обозначим: 0 = LC, и преобразуем уравнение (1.71) Уравнение (1.72) имеет следующее решение Различают три характерных случая:

1) > 0, амплитуда выходного напряжения уменьшается по экспоненциальному закону, колебания затухающие. Для получения > 0 должно выполняться неравенство Подставив значение K в выражение (1.75), получим условие затухающих колебаний:

Частота генерируемых колебаний то есть меньше резонансной частоты контура.

2) < 0, амплитуда выходного напряжения возрастает по экспоненциальному закону, колебания нарастающие. Аналогично получим условие нарастающих колебаний частота генерируемых колебаний Umвых = KUmвх. Условие возникновения таких колебаний Третий случай соответствует неустойчивому состоянию равновесия в устройстве.

Самовозбуждение генератора при включении источника питания возможно только при условии < 0. В этом случае амплитуда выходного напряжения будет ограничена нелинейностью амплитудной характеристики ОУ, установится стационарный режим.

На высоких частотах довольно легко реализовать колебательный контур с высокой добротностью, при этом выходное напряжение остается синусоидальным даже при большой перегрузке усилителя.

Стабильность частоты автогенератора является одной из важнейших его характеристик, которая в значительной степени определяет надежность и бесперебойность работы систем связи, точность работы радиолокационных станций и надежность работы других устройств. В различных устройствах требования к стабильности частоты оказываются существенно различными.

Высокой стабильностью частоты обладают генераторы, в которых в качестве частотно-избирательной системы (полосового фильтра) используются кварцевые резонаторы. Кварцевый резонатор представляет собой плоскую пластину, вырезанную из кристалла кварца, на противоположные поверхности которой наносятся металлические контакты. Пластина кварца представляет собой электромеханический резонатор, в котором энергия электрического поля преобразуется в энергию механических колебаний. Электрически кварцевый резонатор ведет себя как колебательный контур с высокой добротностью:

Q = 105…106.

На рис. 1.51 приведена эквивалентная схема кварцевого резонатора.

На схеме рис. 1.51 L, C, r – параметры кварца, С0 – емкость между контактами кварца. Кварцевый резонатор, как видно из его эквивалентной схемы, обладает двумя резонансными частотами.

Частота последовательного резонанса равна частота параллельного резонанса равна Так как С0 >> C, то частоты 0 и 1 мало отличаются друг от друга, то есть Пример выполнения кварцевого генератора на операционном усилителе приведен на рис. 1.52.

Рис. 1.52 – Кварцевый генератор на операционном усилителе В этой схеме кварц используется в качестве эквивалентной индуктивности и вместе с емкостью С2 образует последовательный колебательный контур. На резонансной частоте глубина положительной обратной связи максимальна, в результате возникает генерация. Для выполнения баланса амплитуд на частоте генерации f0 устраняется отрицательная обратная связь. Для этого элементы С открывания транзистора VT4. Транзистор VT4 закрыт (находится в режиме отсечки), ток I2 = 0. Ток I1 максимален, поэтому напряжение на коллекторе открытого транзистора VT2, а, следовательно, и на выходе транзистора VT3 (так как они соединены параллельно), будет малым, что соответствует у1 = лог. 0.

Напряжение на выходе закрытого транзистора VT4 будет большим, что соответствует у2 = лог. 1. Это состояние схемы соответствует второй строке в таблицах истинности рис. 2.7,б и рис. 2.7,в.

Изменение входных сигналов: х1 = 0, х2 = 1 или х1 = 1, х2 = 1, сохраняет выходные напряжения: у1 = 0, у2 = 1. Эти состояния схемы соответствуют третьей и четвертой строкам в таблицах истинности рис. 2.7,б и рис. 2.7,в.

Таким образом, таблица истинности для выхода у1 соответствует логической функции 2ИЛИ-НЕ, для выхода у2 – 2ИЛИ. Условное обозначение ЭСЛэлемента с двумя входными сигналами х1 и х2 приведено на рис. 2.7,г. Число входов можно использовать и большее, например, четыре. В этом случае число транзисторов в левом плече переключателя тока, включенных параллельно, равно также четырем.

2.4.4. Элементы интегрально инжекционной логики (И2Л) Логические элементы интегральной инжекционной логики И2Л реализуют на базе транзисторных структур п-р-п и p-n-p типов по схеме, приведенной на рис. 2.9.

достигать 10 – 20. Число каскадов, питаемых инжектором, равно количеству его коллекторов.

Что касается питания, то оно охватывает только базы VT1, VT2, VT3 ….

Коллекторы же этих транзисторов остаются открытыми.

Резистор R совместно с напряжением питания ЕК образует источник тока, т.е. ограничивает ток, который разветвляется по базам VT1, VT2, VT3 …, осуществляя их питание. Без резистора R токи питания могли бы расти неограниченно.

Нагрузочная способность ЛЭ И2Л определяется числом коллекторов транзисторов VT1, VT2, VT3 ….

Элементы И2Л работают следующим образом.

Если на входах х1, х2, х3 логические единицы, то базы транзисторов VT1, VT2, VT3 … находятся под токами. Выходы у1, у 2, у3 через насыщенные транзисторы подключаются к общей шине и поэтому на выходах установятся логические нули.

Когда же на входах х1, х2, х3 логические нули, то токи коллекторов инжектора ответвляются на эти входы и базы VT1, VT2, VT3 … обесточены. Указанные транзисторы перейдут в режим отсечки и отключат выходы у1, у 2, у3 от общей шины. На выходах установятся логические единицы.

Преимущества инжекционной логики следующие:

– питаются не коллекторы, а базы, из-за чего напряжение питания достаточно низкое и не превышает 1... 1,5 В;

– высокая экономичность из-за отсутствия в логических элементах резисторов, на которых всегда рассеивается мощность;

– интегральная инжекционная логика удачно сочетает миниатюризацию биполярной структуры с незначительным потреблением мощности на единицу площади кристалла и позволяет разместить на площади, занимаемой одним элементом ТТЛ, около десяти аналогичных элементов И2Л.

Наряду с этими важными преимуществами И2Л-элементы обладают низкой помехоустойчивостью к запирающим помехам (не более 0,1 В). Поэтому И2Лэлементы используют преимущественно во внутренних узлах БИС и СБИС.

2.4.5. Логические элементы nМОП-логики В цифровых микросхемах практическое применение получили полевые транзисторы с оксидной изоляцией, образующие структуру металл–окисел– полупроводник (МОП) с индуцированным каналом. Микросхемы на МОПтранзисторах имеют ряд преимуществ по сравнению с биполярными схемами.

Они конструктивно просты, технологичны, имеют высокую помехоустойчивость и малую мощность рассеяния. МОП-ключ занимает гораздо меньшую площадь на поверхности подложки по сравнению с биполярным ключом.

Микросхемы выполняются на МОП-транзисторах с индуцированным каналом n- или р-типа. В соответствии с этим микросхемы называют nМОП или рМОП. nМОП-структуры имеют ряд преимуществ по сравнению с рМОПструктурами. Так как носителями тока в n-структурах являються электроны, а в р-структурах – дырки, а электроны имеют большую подвижность, чем дырки, то nМОП-структуры имеют большее быстродействие. Для реализации положительной логики удобнее использовать nМОП-структуры, для отрицательной рМОП-структуры. Потому nМОП-логические элементы используются чаще, чем рМОП-логические элементы.

В настоящее время широко используются микросхемы на комплементарных МОП-транзисторах (КМОП-логика).

Свойства, электрические параметры и характеристики логических элементов определяются свойствами электронных ключей, на которых такие элементы построены. Схемы базовых логических элементов и их условные обозначения представлены на рис. 2.10.

Рис. 2.10 – Базовые логические элементы и их условные обозначения:

а) 2И-НЕ; б) 2ИЛИ-НЕ; в) 2И-2ИЛИ-НЕ Для реализации функции 2И-НЕ (рис. 2.10,а) транзисторы VT2 и VT3 соединены последовательно между собой и с динамической нагрузкой, выполненной на транзисторе VT1. Ток через нагрузку VT1 будет протекать только в том случае, если оба транзистора VT2 и VT3 открыты, то есть когда на оба входа подано отпирающее напряжение лог. 1: х1 = 1, х2 = 1. В этом случае напряжение на выходе будет минимальным, выходное напряжение равно лог 0:

у = 0.

В остальных случаях достаточно, чтобы на один из входов (или на оба) был подан уровень лог. 0, один транзистор (или оба) будет закрыт, ток через нагрузку VT1 протекать не будет. В этом случае на выходе установится большое напряжение лог. 1: у = 1. Таким образом, можно составить таблицу истинности для схемы рис. 2,10,а, которая приведена на рис. 2.11,а она соответствует функции 2И-НЕ.

Рис. 2.11 – Таблицы истинности базовых логических элементов nМОП-логики:

Для реализации функции 2ИЛИ-НЕ (рис. 2.10,б) транзисторы VT1 и VT соединены параллельно между собой и к общей динамической нагрузке, выполненной на транзисторе VT2. В этой схеме ток через нагрузку VT2 будет протекать при открывании хотя бы одного из транзисторов или обоих сразу, то есть при подаче лог. 1 на вход одного из транзисторов (VT1 или VT3) или на оба сразу. В этом случае на выходе схемы рис. 2.10,б будет низкое напряжение лог.

0: у = 0.

Ток через транзистор нагрузки VT2 не будет протекать только в том случае, если оба транзистора VT1 и VT3 будут закрыты, то есть х1 = 0, х2 = 0, в этом случае на выходе схемы рис. 2.10,б будет высокое напряжение лог. 1: у = 1.

Таким образом, можно составить таблицу истинности схемы рис. 2.10,б, которая приведена на рис. 2.11,б, она соответствует логической функции 2ИЛИ-НЕ.

2.4.6. Логические элементы КМОП-логики Схемы базовых логических элементов на КМОП-транзисторах и их условные обозначения приведены на рис. 2.12.

Рис. 2.12 – Базовые логические элементы КМОП-логики и их условные обозначения: а) 2И-НЕ; б) 2ИЛИ-НЕ Как следует из схем рис. 2.12,а и б они составлены из транзисторов разного типа проводимости (КМОП транзисторов). Транзисторы п-типа подключены истоком к нулевому потенциалу (корпусу), транзисторы р-типа подключены истоком к положительной шине источника питания. Такие схемы обеспечивают работу в режиме положительной логики.

В схемах рис. 2.12 транзисторы п-типа являются основными, р-типа – нагрузочными. Основные транзисторы определяют работу схемы. При последовательном соединении транзисторов VT3 и VT4 в схеме рис. 2.12,а напряжение на выходе будет иметь низкий уровень лог. 0 (у = 0) только в том случае, если транзисторы VT3 и VT4 открыты, то есть, если на входы поданы отпирающие напряжения лог. 1: х1 = 1, х2 = 1. В остальных случаях достаточно на один из входов подать низкий уровень лог. 0, напряжение на выходе будет высоким лог.

1: у = 1. Такая схема (рис. 2.12,а) реализует логическую операцию 2И-НЕ, аналогично схеме рис. 2.10,а nМОП-логического элемента.

Схема рис. 2.12,б, в которой ведущие транзисторы VT1 и VT4 включены параллельно, реализует логическую операцию 2ИЛИ-НЕ, аналогично схеме рис. 2.10,б nМОП-логического элемента.

В схемах КМОП-логики (рис. 2.12) ток от источника питания в статическом режиме не протекает, так как в комплементарной паре один из транзисторов всегда закрыт.

Цифровые схемы на КМОП-транзисторах имеют ряд преимуществ по сравнению с микросхемами на nМОП-транзисторах: они имеют очень малую мощность потребления в статическом режиме, относительно высокое быстродействие, хорошую помехоустойчивость и достаточно большую нагрузочную способность. Мощность, потребляемая схемой на КМОП-транзисторах, расходуется в основном во время переходного процесса. В статическом режиме потребляемая мощность определяется напряжением питания и токами утечки закрытого МОП-транзистора.

Каждый из рассмотренных типов цифровых микросхем (биполярные ТТЛ ЭСЛ и И2Л, схемы на nМОП и КМОП-транзисторах) имеет свои преимущества и недостатки, определяющие области их применения.

2.4.7. Логические элементы с тремя состояниями выхода Логический элемент с тремя состояниями или драйвер с тремя состояниями, или буфер с тремя состояниями имеет на выходе, кроме обычных двух состояний, третье, носящее название Z-состояния. Третье состояние – это состояние большого выходного сопротивления, являющегося практически диэлектриком.

Необходимость создания элементов с тремя выходными состояниями возникла при организации процессорных систем с общими шинами обмена данными между устройствами, входящими в состав системы. Чтобы по одной и той же шине можно было бы как принимать, так и передавать данные.

Одна из схем драйвера с тремя состояниями (далее: драйвер), приведена на рис. 2.13,а, а её условное обозначение – на рис. 2.13,б. Третье состояние обеспечивается входом EZ, который называется управляющим.

Рис. 2.13 – Драйвер: а – схема; б – условное обозначение;

Работу схемы отражает таблица истинности рис. 2.13,в, в которой крестиком Х обозначена независимость выходного уровня у от состояния входа х.

Ключ на VT1 обеспечивает третье состояние, а переключатель на VT2, VT осуществляет переключение выхода у к логическим либо нулю, либо единице.

Драйвер работает следующим образом.

Если EZ = 0, то транзистор VT1 закрыт и не влияет на работу схемы, которая заключается в следующем. При х = 0 транзистор VT2 закрыт и отрывает выход у от +ЕК, т.е. от логической единицы. Благодаря инвертору 1 транзистор VT3 открыт и подключает выход у к общей шине, т.е. к логическому нулю (у = 0). При х = 1 состояние транзисторов VT2, VT3 изменяется на противоположное, из-за чего у = 1.

Когда же EZ = 1, то транзистор VT1 открывается и через диоды VD1, VD закорачивает цепи баз VT2, VT3 на нуль. Оба транзистора VT2, VT3 закрываются и на выходе у устанавливается высокое сопротивление.

Если выходу любого логического элемента необходимо обеспечить третье состояние, то к выходу этого элемента следует подключить вход х драйвера, как это показано на рис. 2.14. Работу схемы поясняет таблица рис. 2.14,в.

Рис. 2.14 – Логический элемент И с драйвером: а – схема;

б – условное обозначение; в – таблица истинности На рис. 2.15,а приведена схема драйвера на КМОП-структурах с инверсным управляющим входом EZ.

Рис. 2.15 – Драйвер на КМОП-структурах: а – схема; б – таблица истинности Z-cостояние КМОП-инвертора на транзисторах VT2 и VT3 обеспечивают ключи на транзисторах VT1 и VT4.

Работу схемы отражает таблица истинности (рис. 2.15,б), в которой крестиком Х обозначена независимость выходного уровня у от cостояния входа х.

Z-cостояние обеспечивается, когда EZ = 0. При этом оба ключа VT1 и VT закрыты и отрывают выход у и от нуля, и от единицы. Поэтому выход у обладает высоким выходным сопротивлением.

Если EZ = 1, то оба ключа и VT1, и VT4 открыты и схема выполняет функцию инвертора.

Элементы с тремя состояниями выхода разработаны специально для использования их в качестве выходного управляемого буфера, обеспечивающего подключение цифровых блоков к магистральным шинам.

Буферы с тремя состояниями выхода носят название шинных драйверов.

2.4.8. Сравнительная оценка различных типов логических элементов Сравним рассмотренные типы логических элементов по основным характеристикам.

Быстродействие. Наиболее быстродействующими являются схемы на ненасыщенных транзисторах на переключателях тока – ЭСЛ элементы. Следующими по быстродействию оказываются ТТЛШ элементы. Схемы с насыщенными транзисторами обладают меньшим быстродействием из-за увеличения времени выключения, вызванного рассасыванием избыточного заряда базы. Из схем с насыщенными транзисторами наибольшее быстродействие обеспечивают ТТЛ схемы.

Потребляемая мощность. Наименьшей величиной потребляемой мощности обладают схемы на полевых транзисторах с каналами разного типа проводимости – КМДП логика. Малую величину потребляемой мощности имеют также И2Л элементы, так как они требуют малых значений питающего напряжения. Наибольшую мощность потребляют ЭСЛ элементы.