«ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ Учебное пособие Таганрог 2010 УДК 621.38 (075) Рецензенты: кандидат техн. наук, первый заместитель генерального директора ОАО “Научно-конструкторское бюро вычислительных систем” ...»

Рис. 4.9. Структурная схема ЦАП с переносом заряда Цикл преобразования начинается с подготовки конденсатора C2, для этого замыкается ключ S4 и конденсатор C2 разряжает. В дальнейшем в течение цикла преобразования ключ S4 находится в разомкнутом состоянии. Преобразование начинается с младшего разряда. Если в младшем разряде 1, то замыкается ключ S1 и конденсатор С1 заряжается до напряжения Uоп, а если в младшем разряде 0, то замыкается ключ S2 и конденсатор С1 разряжается. Затем оба ключа S1 и S2 размыкаются, а ключ S3 замыкается и происходит перераспределение зарядов между конденсаторами С1 и С2. В следующем такте ключ S3 размыкается, а один из ключей S1 или S2 замыкается (в зависимости от состояния следующего разряда) и т.д.

Процедура преобразования происходит до старшего разряда. В конце цикла преобразования на конденсаторе C2 устанавливается напряжение, пропорциональное кодовой комбинации. При этом весь цикл преобразования осуществляется за 2N тактов.

Достоинствами рассмотренного преобразователя являются монотонность его характеристики и компактность.

Однако из приведенного описания работы следует, что для обеспечения правильного функционирования схемы (управления ключами) требуется достаточно сложное устройство. К недостаткам устройства следует отнести и погрешности, которые возникают вследствие просачивания импульсов управления ключами, а также влияния паразитных емкостей ключей.

Существуют и другие схемотехнические решения последовательных ЦАП на переключаемых конденсаторах [4].

4.2.6. ЦАП на основе широтно-импульсного модулятора Принцип работы ЦАП с широтно-импульсным модулятором (ШИМ) заключается в последовательном преобразовании двоичной кодовой комбинации в длительность импульса, а затем выделения из этого импульса постоянной составляющей, которая пропорциональна кодовой комбинации. На рис. 4.10 приведена структурная схема преобразователя.

Рис. 4.10. ЦАП на основе широтно-импульсного модулятора В настоящее время функциональный преобразователь “цифровой код – длительность импульса” () легко реализуется на основе микроконтроллера путем использования в нем одного из таймеров в режиме PWM. Сигнал S(t) на выходе такого преобразователя имеет вид, изображенный на рис. 4.11.

Рис. 4.11. Форма сигнала на выходе преобразователя Периодический сигнал S(t) может быть представлен тригонометрическим рядом Фурье Если из спектра сигнала S(t) убрать все высокочастотные гармоники, то в его спектре останется только постоянная составляющая зависящая от отношения длительности импульса к его периоду.

Последнее соотношение объясняет необходимость установки фильтра нижних частот на выходе схемы – рис. 4.10.

На сайте фирмы Atmel приведен пример построения цифрового устройства записи и воспроизведения речи на основе микроконтроллера с использованием ЦАП на основе ШИМ. В этом примере достаточно подробно выполнен анализ требований, предъявляемых к периоду импульсов и частоте среза ФНЧ для достижения желаемых характеристик ЦАП. С примером можно познакомиться по ссылке [5].

Основным недостатком ЦАП с широтно-импульсным модулятором является его низкое быстродействие.

На основе широтно-импульсных модуляторов в системах автоматического управления строятся мощные электронные усилители для управления различными нагревательными элементами, электроприводами и т.д. При этом сам объект управления выполняет функцию фильтра нижних частот.

На основе умножающих цифроаналоговых преобразователей могут быть построены различные схемы аналоговой обработки сигналов, параметры которых могут быть изменены или перенастроены за счет подачи управляющего цифрового кода.

4.3.1. Усилители с программируемым Усилитель с программируемым коэффициентом усиления может быть построен на основе схемы, приведенной на рис. 4.4. В этой схеме достаточно вместо источника опорного напряжения подключить источник входного сигнала – рис. 4.12.

Рис. 4.12. Усилитель с программируемым коэффициентом усиления Тогда выходное напряжение схемы в соответствии с формулой (4.6) будет равно и, соответственно, коэффициент передачи умножающего ЦАП Так как при изготовлении резистивной матрицы выполняют условие Roc R, то последнюю формулу можно упростить Статическая характеристика программируемого усилителя (зависимость коэффициента передачи от входного цифрового кода ) показана на рис. 4.13.

Рис. 4.13. Статическая характеристика Из анализа последней формулы и графика статической характеристики следует, что рассмотренная схема представляет собой инвертирующий программируемый усилитель с коэффициентом передачи, изменяемым от 0 до 1. При рассмотрении рис. 4.13 в увеличенном масштабе можно увидеть, что на самом деле статическая характеристика носит ступенчатый характер, как это показано на рис.

4.1 для трехразрядного ЦАП.

Введя в схему на рис. 4.12 дополнительный внешний резистор RV, как это показано на рис. 4.14, можно получить схему с программируемым коэффициентом усиления, изменяемым от 0 до некоторого фиксированного значения, определяемого отношением Roc RV Рис. 4.14. Программируемый усилитель с изменяемым коэфRoc RV Коэффициент передачи этой схемы находится по формуле Подбором значения сопротивления резистора RV можно получить необходимую статическую характеристику – рис. 4.15. Здесь следует обратить внимание на то, что заранее рассчитать значение сопротивления RV не представляется возможным, т.к. значение сопротивления резистора Roc, выполненного в составе резистивной матрицы R-2R, может достигать отклонения – 100%.

Рис. 4.15. Статическая характеристика схемы на рис. 4.14.

Также следует обратить внимание на то, что из-за различных температурных коэффициентов сопротивлений резисторов матрицы R-2R и внешнего резистора стабильность параметров этого программируемого усилителя может быть значительно хуже, чем в исходной схеме.

Рассмотрим еще две схемы программируемых усилителей на основе умножающих ЦАП с дополнительным усилителем.

Схема, приведенная на рис. 4.16, позволяет изменять коэффициент усиления от - до -1.

Рис. 4.16. Программируемый усилитель с коэффициентом усиления, В соответствии с формулой Мейсона [18], коэффициент передачи схемы равен В этой формуле коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи обозначен символом. Учитывая большое значение у современных операционных усилителей, величиной обратной можно пренебречь. Это упрощение принято в приведенной выше формуле. При условии, что ku может изменяться от 0 до 1, на рис. 4.17 приведена статическая характеристика программируемого усилителя.

Рис. 4.17. Статическая характеристика схемы на рис. 4. Недостатком статической характеристики рассмотренной схемы является ее нелинейность.

Еще одна схема программируемого усилителя с дополнительным усилителем приведена на рис. 4.18.

Рис. 4.18. Программируемый усилитель с изменяемым коэффициенR Коэффициент передачи этой схемы находится по формуле Анализ последней формулы показывает, что схема, приведенная на рис. 4.18., представляет собой программируемый неинвертирующий усилитель с изменяемым коэффициентом усиления от 0 до знаR бильность коэффициента передачи определяется отношением внешних резисторов R2 и R1, в связи с этим по этому критерию она значительно превосходит схему, приведенную на рис. 4.14.

4.3.2. Перестраиваемые аналоговые интеграторы Интегратор с цифровым управлением может быть построен на основе аналогового интегратора путем замены в нем резистора на резистивную матрицу R-2R, как это показано на рис. 4.19.

Известно, что ток, протекающий через конденсатор, и падение напряжения на нем связаны формулой Рис. 4.19. Аналоговый интегратор с цифровым управлением В соответствии с формулой (4.4), ток на выходе резистивной матрицы определяется соотношением Когда операционный усилитель работает в линейном режиме, выполняется условие iвх ioc. Подставляя формулу (4.17) в (4.16), с учетом последнего условия, находим взаимосвязь между входным и выходным напряжениями схемы интегратора или где и – эквивалентная постоянная времени интегратора.

Последние выражения показывают, что под воздействием цифрового кода может изменяться постоянная времени интегратора. Причем, так как в выражении, определяющим эквивалентную постоянную времени и, сумма может изменяться от 0 до 1, то постоянная времени в этой схеме может быть только увеличена.

Преимуществом рассмотренной схемы является ее простота - она содержит малое число элементов.

Однако она же имеет существенный недостаток, заключающийся в неточном определении постоянной времени из-за больших отклонений номиналов сопротивлений резисторов резистивной матрицы R-2R при ее изготовлении.

В следующей схеме интегратора указанный недостаток преодолен путем каскадного включения программируемого усилителя и аналогового интегратора – рис. 4.20.

Рис. 4.20. Аналоговый интегратор с цифровым управлением и улучшенными параметрами Выходное напряжение этой схемы определяется выражением Так как при изготовлении резистивной матрицы выполняют условие Roc R, то последнюю формулу можно упростить:

В рассматриваемой схеме эквивалентная постоянная времени определяется выражением В отличие от предыдущей схемы эквивалентная постоянная времени этой схемы определяется произведением C1 R1, т.е. параметрами внешних элементов, а не резистивной матрицы R-2R. Благодаря этому обстоятельству путем применения высокоточных элементов (с малыми допустимыми отклонениями) можно реализовать прецизионный аналоговый интегратор с цифровым управлением.

В рассмотренных выше схемах интеграторов путем изменения управляющего цифрового кода постоянные времени могут быть только увеличены. При построении различных схем иногда требуются интеграторы с уменьшенной постоянной времени. Такой интегратор может быть реализован на схеме, приведенной на рис. 4.21.

Рис. 4.21. Аналоговый интегратор с цифровым управлением и увеличенной постоянной времени Выходное напряжение этой схемы определяется выражением Из последнего выражения находим эквивалентную постоянную времени интегратора Таким образом, постоянная времени интегратора, приведенного на рис. 4.21, путем изменения управляющего цифрового кода может быть только уменьшена.

4.3.3. Перестраиваемые аналоговые дифференциаторы По аналогии со схемотехникой интеграторов могут быть построены и перестраиваемые аналоговые дифференциаторы с цифровым управлением. Схема дифференциатора с цифровым управлением, полученная путем замены резистора на резистивную матрицу RR, приведена на рис. 4.22.

Рис. 4.22. Аналоговый дифференциатор с цифровым управлением Его передаточная функция имеет вид а эквивалентная постоянная времени равна Преимущества и недостатки рассмотренной схемы дифференциатора аналогичны схеме интегратора, приведенного на рис. 4.12.

Схема аналогового дифференциатора с повышенной стабильностью постоянной времени приведена на рис. 4.23.

Рис. 4.23. Аналоговый дифференциатор с цифровым управлением и повышенной стабильностью постоянной времени Передаточная функция этого дифференциатора а его эквивалентная постоянная времени Анализ последнего выражения показывает, что эквивалентная постоянная может быть только уменьшена.

Схема аналогового дифференциатора с увеличенной постоянной времени приведена на рис. 4.24.

Рис. 4.24. Схема аналогового дифференциатора с увеличенной постоянной времени и цифровым управлением Передаточная функция этого дифференциатора а его эквивалентная постоянная времени На основе рассмотренных в этой главе схем с применением умножающих ЦАП могут быть построены аналоговые RC-фильтры с перестраиваемыми параметрами, а также П, ПИ, ПИД и другие аналоговые регуляторы с цифровой перестройкой параметров.

5.ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Функциональные преобразователи – это устройства, у которых основными информативными параметрами входных и выходных сигналов являются разнородные величины. Применение преобразователей связано с тем, что в устройствах автоматики для реализации определенных функциональных требований информативными признаками могут служить различные параметры электрических сигналов. Наиболее часто информативным параметром является величина напряжения, в ряде случаев может быть эффективнее применение сигнальных признаков в форме величины постоянного тока, частоты периодического сигнала, длительности импульсов периодического сигнала. В соответствии с видами сигналов различают функциональные преобразователи “ток-напряжение”, “напряжение-ток”, “напряжение-частота”, “напряжение-время” и т.д.

5.1.Преобразователь “ток-напряжение” Входной величиной преобразователя “ток-напряжение” (ПТН) является ток, а выходной – напряжение. Структурная схема преобразователя приведена на рис. 5.1.

5.1. Структурная схема преобразователя “ток-напряжение” Зависимость выходного напряжения от входного тока преобразователя определяется по формуле где k пр – коэффициент преобразования. В большинстве случаев требуется максимальная линейность характеристики преобразования (5.1), следовательно, коэффициент преобразования должен быть константой, не зависящей ни от параметров сигналов, ни от условий эксплуатации ПТН. Так как k определяет общую точность преобпр разования сигналов, к его величине предъявляются соответствующие требования по точности и стабильности.

В теории электрических цепей такой преобразователь принято называть источником напряжения управляемым током. ПТН характеризуется низким входным Zвх и низким выходным Zвых сопротивлениями, у идеального преобразователя их величины равны нулю.