«ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ Учебное пособие Таганрог 2010 УДК 621.38 (075) Рецензенты: кандидат техн. наук, первый заместитель генерального директора ОАО “Научно-конструкторское бюро вычислительных систем” ...»

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ

РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ

Федеральное государственное

автономное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

«Южный федеральный университет»

ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ В Г. ТАГАНРОГЕ

--------------------------------------------------------------------------------------------Ю.И. ИВАНОВ, В.Я. ЮГАЙ

ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА

СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ

Учебное пособие Таганрог 2010 УДК 621.38 (075) Рецензенты:

кандидат техн. наук, первый заместитель генерального директора ОАО “Научно-конструкторское бюро вычислительных систем” Сивцов С.А., кандитат техн. наук, профессор кафедры радиотехники ЮРГУЭС Старченко Е.И.

Иванов Ю.И., Югай В.Я. Электронные устройства систем управления. Учебное пособие. – Таганрог: Изд-во ТТИ ЮФУ, 2010.

– 220 с.

Учебное пособие предназначено для студентов, обучающихся по специальностям 220201 «Управление и информатика в технич6еских системах», 220301 «Автоматизация технологических процессов и производств (в энергетике)» и 180305 «Корабельные автоматизированные комплексы и информационно-управляющие системы».

В пособии рассмотрены принципы построения и функционирования электронных схем в системах автоматического управления.

Табл. 6. Ил. 186. Библиогр.: 18 назв.

@ ТТИ ЮФУ, @ Ю.И. Иванов, В.Я. Югай,

СОДЕРЖАНИЕ

ВВЕДЕНИЕ……………………………………………………

1. ТИПОВЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ САУ И

ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ.

1.1. Структурные схемы САУ……………………………. 1.2. Функциональные схемы САУ……………………… 1.3. Классификация элементов и устройств автоматики. 1.4. Государственная система промышленных приборов и средств автоматизации (ГСП)……………………...

2. ЗАДАЮЩИЕ И СРАВНИВАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА …

2.1. Дискриминаторы постоянного тока………………... 2.1.1. Дискриминатор постоянного тока на одном операционном усилителе………………………. 2.1.2. Прецизионный дискриминатор на основе инструментального операционного усилителя 2.2. Амплитудные дискриминаторы…………………….. 2.2.1. Амплитудный дискриминатор с простейшим амплитудным выпрямителем…………………..

2.2.2. Амплитудный дискриминатор с прецизионным двухполупериодным выпрямителем 2.2.3. Амплитудный дискриминатор с синхронным детектором…………………………………….... 2.3. Фазовые детекторы (дискриминаторы)……………. 2.3.1. Параметрический фазовый дискриминатор на основе аналогового перемножителя сигналов………………………………………... 2.3.2. Фазовый дискриминатор на основе ключевого умножителя сигналов …………………... 2.3.3. Фазовый дискриминатор на логическом элементе “исключающее ИЛИ”……………..… 2.3.4. Векторомерный фазовый дискиминатор…..…. 2.4. Частотные дискриминаторы………………………… 2.4.1. Частотный дискриминатор на основе одиночного расстроенного контура…………… 2.4.2. Частотные дискриминаторы на расстроенных контурах………………………………………… 2.4.3. Частотный дискриминатор на основе фазовращателя и фазового дискриминатора.. 2.5. Задающие устройства………………………………... 2.5.1. Электро-механические задатчики сигналов. 2.5.2. Электронные задатчики сигналов…………….. 3. АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ….…. 3.1. Параметры АЦП…………………………………….. 3.2. Классификация АЦП………………………………... 3.2.1. Параллельные АЦП……………………………. 3.2.2. АЦП последовательного счета……………....... 3.2.3. АЦП отслеживающего типа…………………… 3.2.4. АЦП последовательного приближения………. 3.2.5. АЦП двойного (двухтактного) 4.2.1. ЦАП с двоично-взвешенными резисторами и 4.2.2. ЦАП с резистивной матрицей R-2R и 4.2.3. ЦАП с резистивной матрицей R-2R и 4.2.4. Параллельные ЦАП на переключаемых 4.2.5. Последовательные ЦАП на переключаемых 4.2.6. ЦАП на основе широтно-импульсного 4.3.1. Усилители с программируемым 4.3.2. Перестраиваемые аналоговые интеграторы с 4.3.3. Перестраиваемые аналоговые дифференциаторы с цифровым управлением ………. …. 5.1. Преобразователь “ток-напряжение” ……………. 5.2. Преобразователи “напряжение-ток” ……………. 5.2.1. ПНТ с незаземленной нагрузкой……………… 5.2.2. ПНТ с заземленной нагрузкой………………... 5.2.3. Управляемые источники втекающего и 5.3. Функциональные преобразователи “напряжениечастота” ………………………………………….… 5.3.1. ПНЧ без изменения направления 5.3.2. ПНЧ с изменением направления 5.4. Функциональный преобразователь “напряжениевремя” …………………………………….…………. 5.5. Интегральный таймер и его применение………….. 6.1. Назначение и классификация ………………………. 6.2. Корректирующие устройства постоянного тока…. 6.2.1. Интегрирующие корректирующие 6.2.2. Дифференцирующие корректирующие 6.2.3. Интегродифференцирующие корректирующие 6.3. Последовательное и параллельное включение 6.3.1. Апериодическое звено с жесткой обратной 6.3.2. Апериодическое звено с гибкой обратной 6.3.3. Звено второго порядка с жесткой обратной 6.4. Корректирующие устройства переменного тока…... 6.4.1. Корректирующие устройства несущей 6.4.2. Корректирующие устройства с демодуляцией 6.5. Нелинейные корректирующие устройства………… 6.5.1. Нелинейные корректирующие устройства для 6.5.2. Компенсирующие нелинейные корректирующие устройства…………………………….. 7.1. Способы управления действующим напряжением 7.2. Взаимосвязь действующего, среднего и амплитудного значений напряжения на нагрузке…. 7.3. Тиристоры. Вольт-амперные характеристики, 7.3.1. Способы управления тиристорами………..….. 7.3.2. Схемы управления тиристорами………………

ВВЕДЕНИЕ

Достижения микроэлектроники последней четверти ХХ века являются основой прогресса в самых различных областях. Производство новых средств преобразования сигналов и данных позволило существенно расширить функциональные возможности и сложность решаемых задач в системах автоматизации. Современные системы автоматического управления могут эффективно решать задачи на уровнях, начинающихся от управления отдельными узлами и устройствами и заканчивающихся управлением технологическими установками и целыми производствами.

В системах автоматизации применяются различные средства реализации алгоритмов управления. В общем случае задачи, решаемые техническими средствами автоматизации, можно условно разделить на две группы: задачи преобразования данных и задачи преобразования сигналов. Задачи преобразования данных связаны с реализацией основных алгоритмов управления и обычно решаются применением цифровых методов и средств. Как известно, наиболее универсальными средствами преобразования данных являются микропроцессорные устройства. Однако цифровые средства обработки данных требуют выполнения многочисленных функций подготовки сигналов и их преобразования в цифровой формат для ввода данных и формирования сигналов с требуемыми характеристиками для вывода результатов преобразования. Именно такие устройства, необходимые для преобразования форм представления данных и для формирования сигналов с требуемыми уровнями напряжений и токов, временными и спектральными характеристиками, будут предметом рассмотрения в курсе "Электронных устройств автоматики".

Следует учитывать, что разделение на средства преобразования данных и средства преобразования сигналов в значительной мере условно. Задачи преобразования сигналов могут решаться средствами преобразования данных, а алгоритмы преобразования данных – средствами преобразования сигналов. Наиболее эффективны решения с рациональным сочетанием функций по преобразованию сигналов и данных.

Например, одним из важнейших факторов прогресса в средствах автоматизации является “интеллектуализация” устройств, включая и устройства, выполняющие наиболее простые функции: измерительные датчики, исполнительные устройства, средства сигнализации и т.п. Кроме необходимых основных функций, "интеллектуальные" технические средства могут реализовать множество вспомогательных, зачастую весьма сложных алгоритмов преобразования данных при относительно невысоких дополнительных затратах, как правило, содержат и средства преобразования сигналов, и средства реализации цифровых алгоритмов преобразования данных.

Функциональная избыточность "интеллектуальных" устройств позволяет использовать одни и те же технические средства при решении разнообразных задач, несмотря на различие требований, реализуемых алгоритмов и функций. Очень часто выбор определенных параметров, режимов и алгоритмов работы должен программироваться, т.е. определяться специальными процедурами настройки.

Поэтому современные технические средства должны обладать соответствующей функциональной гибкостью, возможностью изменения параметров и режимов работы, поддерживать необходимые процедуры настройки.

1. ТИПОВЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ САУ И

ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ

Система автоматического управления (САУ) – это техническая система, предназначенная для автоматического управления совокупностью контролируемых параметров объекта управления. Объектом управления может служить отдельное устройство, технологическое оборудование и целое производство.

В общем случае САУ (рис. 1.1) состоит из двух основных частей:

объекта управления (ОУ);

регулятора (Р).

Рис. 1.1. Обобщенная структурная схема САУ Условные обозначения, принятые на рисунке:

Р – регулятор;

ОУ – объект управления;

[G] – вектор задающих воздействий;

[U] – вектор управляющих воздействий;

[Y] – вектор контролируемых параметров;

[V]– вектор возмущающих воздействий.

Р – это устройство, предназначенное для выработки воздействий на ОУ на основании информации о состоянии объекта и цели управления. Основная цель автоматического управления заключается в поддержании требуемой функциональной зависимости между задающими и контролируемыми параметрами. Математическое выражение этой зависимости называется алгоритмом управления.

В зависимости от характера задач, решаемых в системе автоматизации, можно выделить три основные структурные схемы, показанные на рис. 1.2 – 1.4. Условные обозначения на рис. 1.2 – 1.4: УУ – устройство управления; КС – каналы связи; ОУ – объект управления; УСИ – устройство сбора информации.

Рис. 1.2. Частичная автоматизация управления Рис. 1.3. Полная автоматизация контроля Рис. 1.4. Полная автоматизация управления При частичной автоматизации управления (разомкнутая САУ) на основе вектора [G] УУ формирует вектор управляющих воздействий [U]. Однако состояние ОУ не контролируется и коррекция управления по состоянию ОУ не производится, так как информация о контролируемых параметрах [Y] в УУ не поступает.

При автоматизации контроля (рис. 1.3) производится только прием и обработка информации о состоянии ОУ [Y]. Управляющие воздействия [U] формируются другими средствами, например, оператором после оценки полученной информации.

При полной автоматизации управления (замкнутая САУ, рис. 1.4) все необходимые функции выполняются системой управления. САУ принимает информацию от ОУ через УСИ и формирует управляющие воздействия на ОУ. Функциональная схема классической САУ для управления одним параметром объекта управления y показана на рис. 1.5. Условные обозначения на рис. 1.5: З – задатчик, СЭ – сравнивающий элемент, Р – регулятор (контроллер), КЭ – корректирующий элемент, УМ – усилитель мощности, ИО – исполнительный орган, ОУ – объект управления, Д – датчик, ИП – измерительный преобразователь.

Рис. 1.5. Функциональная схема аналоговой САУ В зависимости от характера изменения g можно выделить три основных типа систем управления:

g const – система стабилизации (например, стабилизатор напряжения компенсационного типа, U оп g );

g var – следящая система (например, усилитель с обратной g изменяется по заданной программе (например, управление выводом ракеты на орбиту).

Если хотя бы один элемент в функциональной схеме (рис. 1.5) импульсный, релейный или цифровой, тогда САУ – дискретная. В настоящее время реализация алгоритмов преобразования данных, в том числе и алгоритмов управления, более эффективна в цифровой форме. Поэтому в современных САУ регуляторы строятся на основе ЭВМ или их микроэлектронных аналогов – микроконтроллеров. Типовые функциональные схемы таких САУ показаны на рис. 1. Рис. 1.6. Функциональные схемы дискретных САУ Дискретные САУ для обработки сигналов в цифровом формате содержат аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи. Основные операции преобразования данных для реализации необходимых алгоритмов управления выполняются ЭВМ в цифровой форме. Операции преобразования сигналов (УМ, ИП) носят хотя и важный, но вспомогательный характер и выполняются для согласования сигналов датчиков Д и исполнительных органов ИО с параметрами АЦП и ЦАП. В САУ на рис. 1.6,а обработка всех данных выполняется в цифровой форме, а в САУ на рис. 1.6,б – сигналы обратной связи и задатчика З обрабатываются до преобразования в цифровой формат.

Обычно инерционность ОУ достаточно велика, а время дискретизации при цифровой обработке данных достаточно мало. Поэтому можно с помощью одной ЭВМ обслуживать несколько ОУ или несколько каналов управления одного ОУ. В этих случаях можно применять мультиплексирование с поочередной обработкой данных нескольких каналов управления (рис. 1.7). Условные обозначения на рис. 1.7: К и К’ – мультиплексоры для выбора каналов обработки данных, ОУ1, ОУ2, ОУ3 – объекты управления в каждом канале.

В первой выборке принимается для обработки сигнал ОУ1 и через ИО1 передается сформированный к этому моменту сигнал управления канала 1; во второй выборке – канал 2 (ОУ2 и ИО2) и т.

д. Количество каналов управления зависит от быстродействия ЭВМ и требуемого времени дискретизации для объектов управления.

Во всех рассмотренных структурах САУ требуется применение различных устройств преобразования сигналов. Хотя и основные алгоритмы управления реализуются цифровыми средствами, однако в любом контуре управления необходимо преобразование сигналов и их параметров. Эти преобразования сигналов связаны с весьма широким разнообразием датчиков для ввода различных физических величин, характеризующих состояние объектов управления, и исполнительных органов, управляющих состоянием объектов управления.

Так как эти преобразования сигналов производятся в контуре управления, от их точности, стабильности, быстродействия и т.п. зависят соответствующие характеристики САУ в целом. Поэтому построение САУ требует не только применения рациональных алгоритмов управления, но и создания эффективных устройств преобразования сигналов.

Виды сигналов и алгоритмы их преобразования в САУ весьма разнообразны и, следовательно, требуются устройства с различными свойствами и характеристиками. В большинстве случаев необходимые преобразования эффективнее всего производить с электрическими сигналами, поэтому существует целый класс устройств для преобразования электрических сигналов, называемых электронными устройствами автоматики [1-2, 17].

1.3. Классификация элементов и устройств автоматики Технические средства, применяемые для преобразования сигналов в САУ, весьма разнообразны. Это связано и с разнообразием физических величин и параметров сигналов, и с разнообразием алгоритмов преобразования сигналов, и с различным характером сигналов и многими другими факторами. Рассмотрим классификацию устройств автоматики по нескольким основным критериям [2, 4, 6, 15].

1. По функциональному назначению:

а) измерительно-преобразовательные устройства (датчики);

б) задающие устройства;

в) сравнивающие устройства;

г) усилительно-преобразовательные устройства;

д) корректирующие устройства;

е) вспомогательные устройства (коммутаторы, устройства хранения информации и т.п.).

Датчики в электронных устройствах автоматики обычно выполняют функции преобразования различных физических величин в стандартные электрические сигналы. Задающие устройства необходимы для формирования задающих воздействий g в виде электрических сигналов. Сравнивающие устройства обеспечивают сравнение сигналов обратной связи y и задающих воздействий g для формирования входных сигналов регуляторов. Усилительнопреобразовательные устройства выполняют изменение параметров сигналов для согласования уровней напряжения, тока или мощности. Корректирующие устройства обычно выполняют изменение параметров контура САУ для получения требуемых частотных, временных или амплитудных характеристик преобразования сигналов.

Вспомогательные устройства выполняют различные дополнительные функции управления и преобразования сигналов.

2. По виду уравнений, описывающих элементы:

а) линейные устройства;

б) нелинейные устройства;

в) линеаризованные устройства.

В линейных устройствах связь между величиной Хвх входного сигнала и величиной Увых выходного сигнала описывается линейным уравнением, например, Увых=kпр*Хвх+У0, а коэффициент преобразования kпр=const и не зависит от величины Хвх. Если это условие не выполняется, то устройство – нелинейное. Для приведенного примера признаком нелинейного устройства может служить изменение коэффициента преобразования kпр, т.е. kпр=f(Хвх). В соответствии с этим условием, устройство, содержащее хотя бы один нелинейный элемент, должно рассматриваться как нелинейное. Следует отметить, что подавляющее большинство электронных устройств преобразования сигналов содержат нелинейные элементы, и с общих позиций являются нелинейными устройствами. Во многих случаях при соблюдении определенных условий в нелинейных устройствах kпр может быть практически независимым от величины Хвх, тогда устройство называют линеаризованным (т.е. условно линейным).

Например, любой электронный усилитель содержит нелинейные элементы – транзисторы, но в определенном диапазоне изменения амплитуды сигналов обеспечивает линейную зависимость выходного сигнала от входного.

3. По характеру изменения выходного сигнала:

а) непрерывные устройства;

б) импульсные устройства;

в) релейные устройства;

г) цифровые устройства.

В непрерывных устройствах, называемых также аналоговыми устройствами, величины и входных, и выходных сигналов могут принимать любые значения в определенных диапазонах изменения, поддерживая требуемую функциональную зависимость Увых =f(Хвх).

Эта зависимость может быть как линейной, так и нелинейной. В импульсных устройствах выходные и/или входные сигналы представляют собой импульсы определенной формы (прямоугольной, треугольной, пилообразной и т.п.). В этих устройствах заданный параметр входного сигнала Хвх управляет определенными параметрами импульсов Увых (амплитудой, периодом, длительностью). В релейных устройствах входной сигнал непрерывный, а выходной может принимать только два значения, классическим примером релейного устройства является триггер Шмидта. В цифровых устройствах основное значение имеют не сигналы, а данные, которые кодируются этими сигналами. При двоичном кодировании сигналы могут иметь разрешенные уровни (высокий или низкий). Уровни цифровых сигналов стандартизованы, их формирование обеспечивается стандартными средствами и поэтому в цифровых устройствах обычно рассматриваются операции преобразования данных.

4. По физическому принципу действия:

а) электрические устройства;

б) магнитные устройства;

в) механические устройства;

г) тепловые устройства;

д) оптические устройства;

е) акустические устройства и т.д.

Объекты управления в САУ могут иметь самую различную природу, использовать различные технологические процессы, поэтому элементы и устройства автоматики должны обрабатывать электрические и неэлектрические сигналы разнообразных физических величин: перемещений, деформаций, температур, давлений, концентраций химических компонентов и т.д.

5. По роду энергии носителя информации:

а) электрические устройства;

б) пневматические устройства;

в) гидравлические устройства;

г) комбинированные устройства.

Хотя в настоящее время наиболее распространены электрические устройства, однако в ряде случаев эффективно применение других видов носителей информации. Например, в тормозных системах транспортных средств широко применяются пневматические и гидравлические устройства.

6. По возможности различения знака (фазы) входного сигнала:

а) реверсивные устройства;

б) нереверсивные устройства.

Нереверсивные устройства обеспечивают формирование сигналов для изменения состояния объекта управления только в одном направлении. Например, электрический нагревательный элемент может только увеличивать температуру объекта управления. Реверсивные устройства могут воздействовать на состояние объекта управления в обоих направлениях. Например, реверсивный электропривод может управлять перемещением в обоих направлениях.

7. По наличию дополнительного источника энергии:

а) активные устройства (с наличием источника энергии);

б) пассивные устройства (например, RC – цепи).

Пассивные устройства выполняют преобразования только за счет энергии, поступающей от входных сигналов, поэтому энергия выходных сигналов в пассивных устройствах всегда меньше, чем энергия входных. В процессах преобразования неизбежны потери энергии. Возможности пассивных устройств весьма ограничены, обычно они выполняют несложные вспомогательные операции преобразования. В активных устройствах всегда присутствуют дополнительные источники питания, без их энергии работа активных устройств невозможна. Эта дополнительная энергия позволяет формировать сигналы необходимой мощности и выполнять различные операции преобразования других характеристик сигналов.

1.4. Государственная система промышленных приборов Видов сигналов и разновидностей операций по преобразованию сигналов в средствах автоматизации очень много. Существенно сократить требуемую номенклатуру средств автоматизации можно стандартизацией параметров сигналов и их видов, а также обеспечением совместимости технических средств для преобразования стандартных сигналов. Работа по стандартизации в этой области проводится во всем мире. Стандартизация, как и во многих других областях, позволяет существенно упростить решение многих задач по преобразованию сигналов. С помощью стандартных функциональных узлов разных производителей можно решать практически любые задачи преобразования стандартных сигналов. Отечественная система стандартов, в целом соответствующая международным стандартам, получила название ГСП [3].

Основной целью ГСП является разработка ограниченной номенклатуры различных приборов автоматики для решения типовых задач. Основные задачи ГСП можно определить тремя ключевыми словами: унификация, совместимость, агрегирование.

По критериям совместимости в ГСП различают пять уровней:

1. Информационная совместимость. Стандартизуются виды и параметры сигналов (частота, амплитуда, алгоритмы кодирования информации).

2. Конструктивная совместимость. Стандартизуются соединительные разъемы, корпуса, конструкции функциональных узлов, монтажных модулей, элементная база и т.п.

3. Энергетическая совместимость. Стандартизуются параметры источников питания.

4. Метрологическая совместимость. Определяются классы точности приборов и процедуры аттестации по точности, алгоритмы и режимы поверки, периодичность поверки и т. д.

5. Эксплуатационная совместимость. Определяются требования к параметрам окружающей среды, при которых приборы должны надежно работать (климатические условия, механическая прочность, виброустойчивость, электромагнитные помехи и т.п.).

Классификация приборов ГСП по роду энергии носителя информации:

1.Электрические приборы.

Достоинства: экономичность и простота реализации разнообразных алгоритмов преобразования сигналов, возможность передачи информации на большие расстояния. Недостатки:

чувствительность к помехам и условиям внешней среды.

2. Пневматические приборы.

Достоинства: работают в агрессивной среде, не подвержены помехам. Недостатки: сложность применения при больших расстояниях.

3. Гидравлические.

Достоинства: можно передавать большие механические усилия.

Классификация приборов ГСП по функциональному назначению:

1. Устройства получения нормированной информации о состоянии процесса.

В эту группу входят датчики, первичные измерительные преобразователи и нормирующие преобразователи. Основное назначение – преобразование контролируемой величины в нормированный сигнал. Измерительные первичные преобразователи выполняют преобразование естественной измеряемой величины в физическую величину, удобную для измерения (перемещение, силу, сопротивление, частоту и т.д.). Назначение нормирующего преобразователя – преобразование физической величины в унифицированный сигнал, в частности, электрический.

2. Устройства преобразования информации.

Это устройства телемеханики, телеизмерения, телеуправления, шифраторы, дешифраторы и вспомогательные устройства, АЦП, ЦАП, коммутаторы и т. д.

3. Устройства обработки, хранения информации и выработки команд управления.

В 3-ю группу входят функциональные преобразователи, устройства аналоговой и цифровой вычислительной техники, логические анализаторы, измерительные приборы, задатчики, программаторы.

4. Устройства преобразования команд управления для передачи по каналам связи: шифраторы, дешифраторы и канал связи.

5. Устройства использования командной информации для выработки команд управления: усилители мощности и исполнительные механизмы.

6. Регулирующие органы: клапаны, вентили, задвижки, заслонки Унифицированный сигналы ГСП – это сигналы дистанционной передачи информации, обеспечивающие совместимость отдельных приборов, блоков и модулей системы.

В ГСП выделено 4 категории сигналов:

1. Сигналы тока I и напряжения U, непрерывные.

2. Сигналы электрические частотные, непрерывные.

3. Сигналы электрические, кодированные.

4. Сигналы пневматические.

Для каждой категории сигналов существуют стандарты, которые определяют унифицированные виды сигналов и их параметры. В табл.

1.1 приведены параметры унифицированных непрерывных электрических сигналов.

Для кодированных сигналов стандартами ГСП определены числа третъоктавного ряда: 1; 1,25; 1,6; 2,0; 2,3; 3,15; 4,0; 5,0; 6,3;

8…;

числа октавного ряда: 1; 2; 4; 8; 16; 31,5; 63; 125; 250; 500; 1000;

частоты стандартные (Гц): 300, 320, 340, 360, 385, 405, 435, 460, 490, 520, 555, 590, 625, 665, 705, 750, 795, 850, 900, 960, 1020, 1085, 1150, 1225, 1300, 1385, 1470, 1565, 1660, 1765, 1880, 2000, 2120, 2255, 2400, 2550, 2710, 2880, 3020, 3240 (для телефонного канала связи).

Для сигналов пневматических стандартизованы следующие параметры: передача информационного сигнала: 0,2 – 1,1 кГс/см2, рабочее давление магистрали – 1,4 кГс/см2.

Унификация параметров сигналов позволяет применять для их преобразования типовые электронные узлы, построенные на стандартных электронных компонентах. Такие электронные компоненты выпускаются многими фирмами – производителями интегральных схем и в настоящее время широко применяются в САУ различного назначения. Электронные узлы для преобразования унифицированных сигналов рассматриваются в следующих главах учебного пособия, и их изучение является основным предметом курса "Электронные устройства автоматики".

2. ЗАДАЮЩИЕ И СРАВНИВАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Дискриминатор – это устройство для обнаружения рассогласования параметров сигналов в системах автоматики и преобразования этого рассогласования в сигнал, удобный для дальнейшей обработки.

2.1. Дискриминаторы постоянного тока 2.1.1 Дискриминатор постоянного тока Схема простейшего амплитудного дискриминатора приведена на рис. 2.1. Выходной сигнал в этой схеме равен разности двух входных z = y - x, где x и y – величины постоянных входных напряжений дискриминатора.

Рис. 2.1. Дискриминатор на дифференциальном усилителе Если в дискриминаторе (рис. 2.1) использован интегральный операционный усилитель, то для идеализированной модели (при коэффициенте усиления усилителя равном бесконечности) амплитуда выходного сигнала определяется следующим выражением:

или При R3 R4 и R1 R2 выходное напряжение в этой схеме равно разности двух входных напряжений U вых U y U x. Необходимо учитывать, что точность и стабильность сопротивлений всех резисторов должна соответствовать требуемой точности преобразования.

К недостаткам схемы следует отнести низкое входное сопротивление, а также слабое подавление синфазного сигнала.

В качестве примера рассмотрим применение этой схемы для построения измерителя температуры – рис. 2.2.

Рис. 2.2. Преобразователь “температура-напряжение” В преобразователе (рис. 2.2) один из резисторов (R1 или R2) должен выполнять функции чувствительного элемента, сопротивление которого зависит от температуры, а величина входного напряжения дискриминатора должна задаваться прецизионным источником опорного напряжения E. При выполнении этих условий величина выходного напряжения схемы, зависящая от сопротивлений резисторов, будет функцией температуры Uвых=f(T).

2.1.2. Прецизионный дискриминатор на основе инструментального усилителя Существенное повышение точности преобразования в дискриминаторе можно получить применением специальной структуры, которая получила название инструментального усилителя. Инструментальные усилители выпускаются в виде прецизионных интегральных схем с весьма низкой погрешностью преобразования сигналов.

Типовая схема инструментального усилителя приведена на рис. 2.3.

Идентичность резисторов, определяющих точность преобразования сигналов, обеспечивается особенностями технологии производства интегральных схем. Изменение коэффициентов преобразования производится подключением внешнего резистора R2 [5]. Как видно из схемы (рис. 2.3), структура симметрична и одинакова по свойствам для обоих входов.

Рис. 2.3. Прецизионный амплитудный дискриминатор При условии R6 R4, R5 R7, R1 R3 амплитуда выходного сигнала для входа Uy определяется следующим выражением:

Аналогичным образом для Ux а выходное напряжение при наличии источников сигналов на обоих входах будет следующим:

Достоинства схемы: высокое входное сопротивление, симметрия входов и большое подавление синфазного сигнала, коэффициент передачи определяется одним резистором по обоим входам.

Прецизионные дискриминаторы применяются при повышенных требованиях к характеристикам, например, для подключения к пьезодатчикам, конденсаторным микрофонам, для снятия биопотенциалов с кожи человека.

Для дискриминатора важной характеристикой является дискриминационная характеристика, т.е. зависимость амплитуды выходного сигнала от величины входного. Дискриминационная характеристика позволяет оценить допустимые диапазоны изменения сигналов. Для амплитудного дискриминатора эта характеристика – зависимость амплитуды выходного сигнала от амплитуды входного сигнала. На рис. 2.4 показана типовая дискриминационная характеристика, причем Uвх=Uy–Ux. Рабочий участок дискриминационной характеристики – участок с линейной зависимостью Uвых=kпрUвх. На графике Еп – напряжение питания усилителя, а Uвыхmax – максимально возможное выходное напряжение усилителя, ограниченное свойствами его выходного каскада.

Рис. 2.4. Дискриминационная характеристика 2.1. Амплитудные дискриминаторы Эти дискриминаторы предназначены для сравнения постоянного напряжения (например, сигнала управления) с амплитудным значением переменного напряжения (например, сигнала обратной связи).

Для выполнения этого сравнения необходимо преобразовать оба сигнала в общий формат. Рациональнее сформировать сигнал постоянного напряжения, равного амплитуде переменного напряжения (рис. 2.5). Это преобразование легко выполнить с помощью известных схем выпрямителей. На рис. 2.5 В\Ф – выпрямитель и фильтр нижних частот (ФНЧ).

Рис. 2.5. Функциональная схема амплитудного дискриминатора Если коэффициент преобразования выпрямителя и ФНЧ равен единице (выходное напряжение фильтра равно амплитуде переменного напряжения U2м), то выходное напряжение дискриминатора определяется уравнением Из уравнения видно, что коэффициенты передачи по входу “1” и входу “2” 1 2 различны, поэтому по второму входу необходим дополнительный делитель сигнала для выравнивания коэффициентов передач.

2.2.1. Амплитудный дискриминатор с простейшим амплитудным выпрямителем Схема дискриминатора с простейшим однополупериодным выпрямителем и делителем сигнала приведена на рис. 2.6. Ее выходное напряжение определяется выражением Рис. 2.6. Амплитудный дискриминатор с однополупериодным Резисторы целесообразно выбирать так же, как в дискриминаторе на рис. 2.1. Постоянная времени ФНЧ ф должна выбираться в несколько раз больше максимального периода переменного входного сигнала T2макс, ф C R3 R4 T2макс (для идеального операционного усилителя iвх 0, Rвх ).

Дискриминатор (рис. 2.6) должен работать при амплитуде входного напряжения U 2 м U *. Только тогда диод VD1 выпрямителя открывается (рис. 2.7) и на его выходе формируется напряжение, пропорциональное амплитуде входного сигнал. При уровне U 2 м U * выходное напряжение выпрямителя близко к нулю.

Рис. 2.7. Вольт-амперная характеристика диода 2.2.2. Амплитудный дискриминатор с прецизионным двухполупериодным выпрямителем Для повышения точности необходимо применение выпрямителей с более высокой точностью преобразования сигналов. Схема дискриминатора с улучшенными характеристиками приведена на рис.

2.8.

Рис. 2.8. Амплитудный дискриминатор На операционных усилителях А1 и А2 выполнен прецизионный двухполупериодный выпрямитель. Минимальный уровень сигналов для этого выпрямителя составляет 100 мкВ 10 мВ, а минимальный период сигнала на входе ФНЧ вдвое меньше, чем в предыдущей схеме. Следует также отметить, что высокая чувствительность схемы достигается большим коэффициентом усиления операционных усилителей и большой скоростью нарастания выходного сигнала.

При разных полярностях переменного входного напряжения U сигналы поступают на выход выпрямителя (UвыхA2) по разным цепям.

Для положительного полупериода U 2~ диод VD1 открыт, а VD закрыт. Сигнал поступает на инвертирующий вход усилителя А только через R3, так как на R5 – нулевое напряжение. Выходное напряжение выпрямителя Для отрицательного полупериода U 2~ VD2 открыт, VD1 закрыт, а выходное напряжение определяется по формуле Преимущества рассмотренной схемы с прецизионным выпрямителем очевидны: в широком диапазоне изменения уровней входных сигналов точность преобразования не зависит от характеристик диодов.

2.2.3. Амплитудный дискриминатор Существуют и другие схемы выпрямителей с высокой точностью преобразования, пример схемы дискриминатора с синхронным детектором приведен на рис. 2.9.

Рис. 2.9. Амплитудный дискриминатор с В этой схеме передача входного переменного напряжения на вход ФНЧ производится аналоговым ключом S, а компаратор напряжения КН управляет ключом. При U 2~ ключ S замкнут, а при U 2~ разомкнут, и напряжение отрицательной полярности на вход ФНЧ не поступает. Чтобы получить двухполупериодный выпрямитель на синхронном детекторе, достаточно в схему добавить второй ключ и инвертирующий повторитель входного сигнала (рис. 2.9).

Рис. 2.10. Амплитудный дискриминатор с двухполупериодным Амплитудный дискриминатор с синхронным детектором имеет наибольшую чувствительность к входному сигналу, которая в свою очередь определяется параметрами применяемого компаратора напряжения.

2.3. Фазовые детекторы (дискриминаторы) Фазовый детектор (ФД) – устройство, выходное напряжение которого пропорционально фазовым соотношениям периодических сигналов U1(t) и U2(t), подаваемых на его входы (рис. 2.11). Как правило, один из входных сигналов принято называть опорным, например U2(t). При этом выходной сигнал ФД должен быть пропорционален фазовому сдвигу первого сигнала по отношению к опорному сигналу.

По принципу формирования выходного сигнала ФД принято разделять на два типа – параметрические и векторомерные.

2.3.1. Параметрический фазовый дискриминатор на основе аналогового перемножителя сигналов В параметрических фазовых дискриминаторах под воздействием Uоп(t) изменяется какой либо параметр линейной цепи, поэтому на выходах таких детекторов образуется напряжение где А – масштабный коэффициент передачи.

Информация о фазе в выходном сигнале (2.10) находится в самой низкочастотной составляющей его спектра, поэтому для ее выделения на выходах параметрических фазовых дискриминаторов устанавливают фильтры нижних частот.

Схема параметрического ФД на основе аналогового перемножителя сигналов показана на рис. 2.12.

Рис. 2.12. Параметрический ФД на основе аналогового Определим зависимости выходного напряжения ФД от разности фаз входных для случая гармонических сигналов U оп (t ) и U c (t ) где U см и U oм, c и o, c и o – амплитуды, частоты и начальные фазы входного и опорного сигналов соответственно.

В соответствии со структурной схемой ФД выходной сигнал на выходе перемножителя U выхПС t для входных сигналов (2.11) и (2.12) равен U cмU оп Частоту среза выходного ФНЧ выбирают так, чтобы подавить высокочастотные составляющие выходного сигнала на выходе перемножителя, т.е. составляющую в спектре сигнала (2.13) с суммарной частотой =С+0. В результате выходной сигнал на выходе ФНЧ определяется выражением Различают два режима применения ФД:

- фазометрический режим, при котором выполняется равенство c o, а выходной сигнал ФД является функцией, зависящей от разности фаз - режим автоподстройки, при котором выполняется равенство c o, а выходной сигнал ФД определяется выражением Для фазометрического режима дискриминационная характеристика, т.е. зависимость выходного напряжения ФД от разности фаз входных напряжений приведена на рис. 2.13. Из приведенного графика и анализа формулы (2.15) следует, что выходное напряжение параметрического фазового дискриминатора зависит не только от разности фаз входных колебаний, но и от их амплитуд, что является существенным недостатком схемы. Также следует отметить, что дискриминационная характеристика носит периодический характер.

Для того чтобы выходное напряжение не зависело от амплитуд входных сигналов на входах дискриминатора, применяют ограничители или средства стабилизации амплитуд.

Рис. 2.13. Дискриминационная характеристика ФД К основным характеристикам ФД следует отнести чувствительность и линейность, которые определяются видом дискриминационной характеристики. Так как дискриминационная характеристика параметрического фазового дискриминатора нелинейная, то чувствительность (крутизна преобразования) находится по формуле и, как правило, на линейном участке, т.е. в данном случае при переходе графика через ноль.

Если рассматривать ФД как элемент системы автоматического управления, то необходимо учитывать его динамические свойства.

Из-за наличия в ФД фильтра нижних частот передаточная функция ФД может быть описана выражением где ф – постоянная времени фильтра нижних частот.

2.3.2. Фазовый дискриминатор на основе Рассмотрим случай, когда в схеме на рис. 2.12 в качестве опорного сигнала подается не гармонический сигнал, а последовательно двуполярных импульсов прямоугольной формы, причем с амплитудой равной ±1В – рис. 2.14,а. При таком опорном напряжении аналоговый умножитель на интервале времени от 0 до умножает входной сигнал на +1, а на интервале времени от до T на -1, т.е. от аналогового умножителя требуется только два коэффициента умножения. Это позволяет отказаться от микросхемы аналогового умножителя и применить схему с дискретно изменяемым коэффициентом передачи, например, с помощью электронного ключа – рис. 2.14,б.

Рис. 2.14. ФД на основе ключевого умножителя сигналов Когда ключ S в схеме разомкнут, коэффициент передачи схемы, состоящей из резисторов, операционного усилителя и ключа, равен 1, а когда замкнут (-R2 /R1) и при R2 = R1, он равен -1.

Для меандра ( =T/2) и гармонического входного сигнала среднее значение напряжения на выходе ФД (на выходе ФНЧ в схеме на рис. 2.14) сигналов определяется по формуле где – разность фаз между опорным и входным сигналами.

В качестве примера на рис. 2.15 приведены временные диаграммы напряжений в схеме при =/2 (рис. 2.15,а) и при =0 (рис.

2.15,б).

Рис. 2.15. Временные диаграммы напряжений в схеме на рис. 2. 2.2.4. Фазовый дискриминатор на логическом элементе Если входные сигналы являются периодическими сигналами со стандартными логическими уровнями, то ФД можно построить на логическом элементе «исключающее ИЛИ» (рис. 2.15).

Рис. 2.16. ФД на логическом элементе «исключающее ИЛИ»

Таблица истинности для различных состояний входов элемента исключающее ИЛИ приведена на рис. 2.17,а, а на рис. 2.17,б показано состояние выходного сигнала Z для двух входных сигналов X и Y, представляющих собой последовательности импульсов с одинаковой частотой и равной скважностью, причем сдвинутых относительно друг друга на время tz.

При изменении фазового соотношения между входными последовательностями импульсов (при изменении tz) в выходной последовательности Z изменяется длительность импульсов, а их период остается неизменным, т.е. изменяется только коэффициент заполнения импульсов, определяемый соотношением Частота среза выходного ФНЧ выбирается такой, чтобы подавить все высокочастотные составляющие в спектре сигнала Z за исключением постоянной составляющей. Представив рядом Фурье последовательность Z и отбросив все гармонические составляющие в спектре этого колебания, находим выражение для определения напряжения на выходе ФНЧ где E – амплитуда колебаний на выходе элемента “исключающее ИЛИ”.

Рис. 2.17. Временные диаграммы сигналов ФД, Изменение длительности tz выходных импульсов Z от 0 до Tz пропорционально изменению разности фаз входных колебаний от до 180 градусов, поэтому в соответствии с формулой (2.21) дискриминационная характеристика рассмотренного ФД линейна (рис.

2.18).

Рис. 2.18. Дискриминационная характеристика ФД Чувствительность ФД определяется наклоном дискриминационной характеристики и является постоянной величиной.

Благодаря линейной дискриминационной характеристике рассмотренная схема ФД может быть использована для построения измерительных приборов.

2.3.4. Векторомерный фазовый дискриминатор Формирование выходного сигнала этого ФД производится суммированием векторной суммы и разности напряжений входного Uc(t) и опорного U0(t) сигналов. Векторное суммирование и вычитание можно выполнить соответствующим включением обмоток трансформаторов (рис. 2.18). Полученные сигналы суммы U1(t) и разности U2(t) поступают через выпрямители и ФНЧ на выход ФД.

Сумма выпрямленных сигналов Uвых1(t) и Uвых2(t) формирует выходное напряжение схемы Uвых(t).

Для анализа свойств ФД составим эквивалентную схему (рис.

2.19), заменив обмотки трансформаторов эквивалентными источниками напряжений.

Рис. 2.21. Эквивалентная схема векторомерного ФД Если на входы векторомерного ФД подаются гармонические сигналы, описываемые выражениям (2.11) и (2.12), то в результате их суммирования и вычитания на входы детекторов в схеме поступают сигналы В последних формулах фазовый угол опорного колебания принят равным нулю, т.е. оп = 0.

Амплитуды сигналов колебаний на входах детекторов можно найти с помощью векторных диаграмм (рис. 2.22). На графике рис.

2.22,а показан случай, когда фазовый сдвиг между входным и опорным колебаниями равен 90 градусов. Как видно из этого рисунка, при таком фазовом сдвиге амплитуды колебаний на входах детекторов равны между собой и как следствие выходное напряжение Uвых(t) на выходе фазового дискриминатора, равное разности постоянных напряжений на выходах амплитудных детекторов Uвых1(t) и Uвых2(t) равно нулю. В случае отклонения фазового сдвига от 90 градусов одна из амплитуд колебаний увеличивается, а другая – уменьшается (см. рис. 2.22б). При этом появляется разность напряжений на выходах амплитудных детекторов и в зависимости от величины фазы и знака отклонения формируется на выходе ФД пропорциональное постоянное напряжение.

Рис. 2.22. Векторные диаграммы напряжений в схеме ФД RC-цепи на выходах амплитудных детекторов предназначены для выделения (запоминания) амплитуд сигналов и выполняют роль фильтров нижних частот.

Нормированная дискриминационная характеристика векторомерного ФД показана на рис. 2.23.

Рис. 2.23. Дискриминационная характеристика Практические исследования показывают, что при отклонении фазы 90 0 60 0 линейность дискриминационной характеристики рассмотренного ФД находится в пределах 1 2 %.

Частотные дискриминаторы предназначены для формирования сигнала отклонения частоты периодических входных сигналов от заданного значения и преобразования этого отклонения в пропорциональное ему постоянное напряжение.

2.4.1. Частотный дискриминатор на основе одиночного расстроенного контура В частотных дискриминаторах (ЧД) выходное напряжение должно зависеть от частоты входного сигнала. Простейший ЧД (рис.

2.24) можно построить на резонансном контуре или его эквиваленте – фильтре второго порядка полосового типа (ПФ).

На амплитудно-частотной характеристике ПФ (рис. 2.25) можно выделить участок с выраженной зависимостью коэффициента передачи от частоты сигнала. В данном случае можно использовать один из наклонных участков АЧХ, например участок характеристики в области частоты 2. При постоянной амплитуде входного сигнала величина напряжения на выходе ПФ будет зависеть только от частоты сигнала. После детектирования и фильтрации сигнала с выхода ПФ с помощью выпрямителя В и фильтра нижних частот, на выходе фильтра устанавливается постоянное напряжение Uвых(f), пропорциональное частоте входного сигнала. Основные параметры ПФ:

центральная частота ц, затухание d или добротность Рис. 2.25. Амплитудно-частотная характеристика ПФ Чем больше добротность ПФ, тем выше крутизна преобразования частотного дискриминатора К недостаткам рассмотренной схемы частотного дискриминатора следует отнести нелинейность его дискриминационной характеристики, а также наличие выходного напряжения при любой частоте входного сигнала.

2.4.2. Частотные дискриминаторы Для улучшения характеристик ЧД можно применять два ПФ, настроенных на разные частоты 1 и 2, а выходной сигнал ЧД формировать вычитанием выходных напряжений фильтров нижних частот U вых U 1 U 2 (рис. 2.26).

2.26. Структурная схема ЧД на расстроенных контурах Как и в предыдущей схеме, амплитуда выходного сигнала будет зависеть только от частоты входного сигнала при его неизменной амплитуде. Для устранения зависимости выходного напряжения ЧД от амплитуды входного сигнала на его входе установлен ограничитель амплитуды (ОА).

На рис. 2.27 показано формирование дискриминационной характеристики частотного дискриминатора на расстроенных контурах.

Рис. 2.27. Дискриминационная характеристика Дискриминационная характеристика близка к линейной в области частоты 0, определяемой параметрами настроек полосовых фильтров (1, 2, Q).

Динамические параметры ЧД зависят от постоянных времени фильтров нижних частот и от добротностей полосовых фильтров. В этой связи передаточная функция частотного дискриминатора на расстроенных контурах может быть представлена в форме где 1 – постоянная времени, учитывающая время установления напряжения на выходах полосовых фильтров, фнч – постоянная времени фильтра нижних частот.

Следует отметить, что чем больше крутизна дискриминационной характеристики SЧД, тем больше постоянная времени 1, т.е. увеличение крутизны приводит к увеличению инерционности ЧД.

Частотный дискриминатор на расстроенных контурах получил свое название благодаря тому, что полосовые фильтры строились на основе двух LC-контуров, каждый из которых был настроен на свою частоту – 1 и 2 (см. рис. 2.28). Резонансные контуры в этой схеме образованы вторичными обмотками трансформатора и конденсаторами C1, C2. Выпрямители в схеме реализованы на диодах VD1 и VD2, а фильтры нижних частот – на резисторах R1, R2 и конденсаторах C3, С4. Выходное напряжение получается как разность между Рис. 2.28. ЧД на резонансных LC-контурах Рассмотренная схема ЧД очень часто применяется в приемниках и телевизорах, в качестве детектора частотно-модулированных колебаний с центральной частотой настройки, составляющей несколько мегагерц.

На основе структурной схемы рис. 2.26 можно построить и другие схемы дискриминаторов, если применить в ней иные типы фильтров и выпрямителей. Например, на рис. 2.29 приведена схема частотного дискриминатора на основе активных RC-фильтров. В этой схеме первый ПФ выполнен на операционном усилителе А1, резисторах R1, R2 и конденсаторах C1, С2, аналогично второй ПФ - на элементах А2, С3, С4, R3, R4. Сумматор и фильтр нижних частот выполнен на третьем операционном усилителе и элементах R5, R6, R7 и C5. А функция вычитания реализована за счет разного включения выпрямительных диодов VD1 и VD2.

Схемы с активными RC-фильтрами применяют на более низких частотах (до 100 кГц), т.е. там, где катушки индуктивности и трансформаторы из-за больших массогабаритных параметров не могут быть применены.

Центральная частота (частота полюса) первого активного полосового фильтра находится по формуле а его добротность, при условии что C1 C Вышеприведенные формулы справедливы и для второго ПФ при соответствующей замене индексов для R и С элементов.

Рис. 2.29. ЧД на основе полосовых активных RC-фильтров Для корректной работы дискриминатора частота среза фильтра нижних частот, определяемая постоянной времени (=R7C5), должна быть на много меньше, чем частота полюса первого полосового фильтра.

2.4.3. Частотный дискриминатор на основе фазовращателя Частотный дискриминатор можно также построить на основе схемы одного из рассмотренных ранее фазовых дискриминаторов.

Для того чтобы это сделать, необходимо входной сигнал подготовить для ФД, т.е. изменение частоты входного сигнала сначала преобразовать в изменение фазы – рис. 2.3. Устройства, которые позволяют преобразовать изменение частоты в изменение фазы, называют фазовращателями (ФВ).

Рис. 2.30. Структурная схема ЧД на основе ФВ и ФД Фазовращатель (фазовый фильтр) – это устройство, у которого АЧХ не зависит от частоты (является постоянной величиной на любой частоте), а ФЧХ может изменяться определенным образом, в зависимости от решаемой задачи.

Рассмотрим работу ЧД на основе фазовращателя первого порядка – рис. 2.31.

Рис. 2.31. Фазовращатель первого порядка С учетом принятых на схеме обозначений передаточная функция фазовращателя имеет вид где R3C1 – постоянная времени RC-цепи.

Из передаточной функции (2.29) находим АЧХ и ФЧХ фазовращателя.

В соответствии с полученными формулами амплитудночастотная и фазочастотная характеристики фазовращателя показаны на рис. 2.32.

Дискриминационная характеристика ЧД, построенного на основе фазовращателя первого порядка и фазового дискриминатора, выполненного на основе аналогового умножителя сигналов (рис. 2.31), показана на рис. 2.33.

Рис. 2.33. Дискриминационная характеристика ЧД Дискриминационная характеристика частотного дискриминатора повторяет форму ФЧХ фазовращателя.

Задающие устройства обычно определяют требуемый алгоритм для изменения состояния объекта управления в САУ. Например, для систем стабилизации эти функции выполняет прецизионный источник опорного напряжения. Следует учитывать, что погрешности формирования сигналов задающих устройств непосредственно влияют на погрешности управления параметрами объектов управления.

2.5.1. Электромеханические задатчики сигналов Алгоритм изменения сигналов управления можно формировать электрическими или механическими устройствами. Пример электромеханического задающего устройства приведен на рис. 2.31.

Рис. 2.34. Электромеханическое задающее устройство Электромеханическое задающее устройство состоит из двигателя 1, кулачка 2, толкателя 3, пружины 4, реостата 5 и батареи 6. Двигатель вращает кулачок с частотой, что приводит к изменению положения толкателя, который жестко связан с подвижным контактом реостата. Изменение положения подвижного контакта реостата приводит к изменению выходного напряжения задающего устройства.

Из рисунка видно, что период выходного сигнала задающего устройства определяется частотой вращения кулачка, а форма напряжения на выходе – геометрией кулачкового механизма.

Достоинство этого задающего устройства – простота реализации различных законов изменения выходного сигнала. К недостаткам электромеханического задающего устройства следует отнести большие массогабаритные параметры и низкую надежность из-за наличия механических частей, подверженных износу.

2.5.2. Электронные задатчики сигналов В общем случае задающие устройства – это прецизионные генераторы детерминированных сигналов заданной формы. Если характер изменения задающего воздействия соответствует форме типовых сигналов, то применяют классические генераторы (гармонических, прямоугольных, линейно-изменяющихся и т.п. сигналов). Для формирования периодических сигналов произвольной формы предназначено задающее устройство, представленное на рис. 2.35.

Рис. 2.35. Структурная схема электрического задающего устройства Форма сигнала на выходе устройства (рис. 2.35) определяется последовательностью двоичных кодов, записанных в перепрограммируемом запоминающем устройстве (ППЗУ). Двоичные коды, поступая на цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), формируют через ФНЧ аналоговый выходной сигнал Uвых(t) с требуемыми характеристиками. Для управления выборкой кодов из ППЗУ необходимы соответствующие адресные и управляющие сигналы, которые формирует управляющее устройство (УУ). Период повторения напряжения на выходе определяется тактовой частотой f и объемом кодовой последовательности, записанной в ППЗУ, а точность выходного сигнала (отклонение от желаемой формы выходного сигнала) зависит от разрядности кодов и характеристик ЦАП.

В настоящее время практически все пользуются Flashпроигрывателями, в которых в качестве ППЗУ используется Flashпамять. В свою очередь любой Flash-проигрыватель можно рассматривать как задающее устройство. Так, например, если задать повторное воспроизведение какого-либо музыкального фрагмента, то время звучания музыкального фрагмента (без повтора) можно рассматривать как период колебания, при этом форма сигнала будет определяться самим музыкальным фрагментом. Понятно, что вместо “музыкального” сигнала можно записать определенную форму сигнала (синусоидальный, пилообразный и т.д.) и тем самым реализовать функциональный генератор. Благодаря простоте реализации и широким функциональным возможностям по рассмотренной схеме строятся многие промышленные генераторы.

1. АНАЛО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

АЦП преобразует входной аналоговый сигнал в выходной цифровой код. Для реальных преобразователей, изготавливаемых в виде интегральных микросхем, процесс преобразования не является идеальным: на него оказывают влияние как технологический разброс параметров при производстве, так и различные внешние помехи, поэтому цифровой код на выходе АЦП определяется с погрешностью. В спецификации на АЦП указываются погрешности, которые дает сам преобразователь. Их обычно делят на статические и динамические. При этом именно конечное приложение определяет, какие характеристики АЦП будут считаться определяющими, самыми важными в каждом конкретном случае [7-11, 16].

Статические погрешности АЦП В большинстве применений АЦП используют для измерения медленно изменяющегося, низкочастотного сигнала (например, от датчика температуры, давления, от тензодатчика и т.п.), когда входное напряжение пропорционально относительно постоянной физической величине. Здесь основную роль играет статическая погрешность измерения. В спецификации АЦП этот тип погрешности определяют аддитивная погрешность (Offset), мультипликативная погрешность (Full-Scale), дифференциальная нелинейность (DNL), интегральная нелинейность (INL) и погрешность квантования. Эти пять характеристик позволяют полностью описать статические погрешности АЦП.

Идеальная передаточная характеристика АЦП Передаточная характеристика АЦП – это функция зависимости кода на выходе АЦП от напряжения на его входе [1-2]. Такой график представляет собой кусочно-линейную функцию из 2N "ступеней", где N – разрядность АЦП. Каждый горизонтальный отрезок этой функции соответствует одному из значений выходного кода АЦП (см. рис. 3.1). Если соединить линиями начала этих горизонтальных отрезков (на границах перехода от одного значения кода к другому), то идеальная передаточная характеристика будет представлять собой прямую линию, проходящую через начало координат.

Рис. 3.1. Идеальная передаточная характеристика Рис. 3.1 иллюстрирует идеальную передаточную характеристику для 3-х разрядного АЦП с контрольными точками на границах перехода кода. Выходной код принимает наименьшее значение (000) при значении входного сигнала от 0 до 1/8 полной шкалы (максимального значения кода этого АЦП). Также следует отметить, что АЦП достигнет значения кода полной шкалы (111) при 7/8 полной шкалы, а не при значении полной шкалы. Таким образом переход в максимальное значение на выходе происходит не при напряжении полной шкалы, а при значении, меньшем на наименьший значащий разряд (LSB), чем входное напряжение полной шкалы. Передаточная характеристика может быть реализована со смещением -1/2 LSB.

Это достигается смещением передаточной характеристики влево (рис. 3.2), что смещает погрешность квантования из диапазона -1... LSB в диапазон -1/2... +1/2 LSB.

Рис. 3.2. Передаточная характеристика со смещением на -1/2 LSB Из-за технологического разброса параметров при изготовлении интегральных микросхем реальные АЦП не имеют идеальной передаточной характеристики. Отклонения от идеальной передаточной характеристики определяют статическую погрешность АЦП и приводятся в технической документации.

Аддитивная погрешность Идеальная передаточная характеристика АЦП пересекает начало координат, а первый переход кода происходит при достижении значения 1 LSB. Аддитивная погрешность (погрешность смещения) может быть определена как смещение всей передаточной характеристики влево или вправо относительно оси входного напряжения, как показано на рис. 3.3. Таким образом, в определение аддитивной погрешности АЦП намеренно включено смещение 1/2 LSB.

Погрешность смещения нуля – значение Uвх, когда выходной код АЦП равен нулю. Обычно определяется по формуле где Uвх.01 – значение входного напряжения, при котором происходит переход выходного кода из 0 в 1. Часто указывается в милливольтах или в процентах от полной шкалы:

Мультипликативная погрешность Мультипликативная погрешность (погрешность полной шкалы) представляет собой разность между идеальной и реальной передаточными характеристиками в точке максимального выходного значения при условии нулевой аддитивной погрешности (смещение отсутствует). Это проявляется как изменение наклона передаточной функции, что иллюстрирует рис. 3.4.

Рис. 3.4. Мультипликативная погрешность АЦП Погрешность полной шкалы – относительная разность между реальным и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсутствии смещения нуля. Определяется по формуле Эта погрешность является мультипликативной составляющей полной погрешности. Иногда указывается соответствующим числом ЕМР.

Дифференциальная нелинейность У идеальной передаточной характеристики АЦП ширина каждой "ступеньки" должна быть одинакова. Разница в длине горизонтальных отрезков этой кусочно-линейной функции из 2N "ступеней" представляет собой дифференциальную нелинейность (DNL) – рис.

3.5.

Рис. 3.5. Дифференциальная нелинейность АЦП Величина наименьшего значащего разряда у АЦП составляет Vref/2N, где Vref – опорное напряжение, N – разрешение АЦП. Разность напряжений между каждым кодовым переходом должна быть равна величине LSB. Отклонение этой разности от LSB определяется как дифференциальная нелинейность. На рис. 3.5 это показано как неравные промежутки между "шагами" кода или как "размытость" границ переходов на передаточной характеристике АЦП.

Дифференциальной нелинейностью АЦП в данной точке “и” характеристики преобразования называется разность между значением кванта преобразования Hи и средним значением кванта преобразования H. В спецификациях на конкретные АЦП значения дифференциальной нелинейности выражаются в долях LSB или процентах от полной шкалы. Для характеристики, приведенной на рис. Интегральная нелинейность Интегральная нелинейность (INL) – это погрешность, которая вызывается отклонением линейной функции передаточной характеристики АЦП от прямой линии, как показано на рис. 3.6.

Обычно передаточная функция с интегральной нелинейностью аппроксимируется прямой линией по методу наименьших квадратов.

Часто аппроксимирующей прямой просто соединяют наименьшее и наибольшее значения. Интегральную нелинейность определяют путем сравнения напряжений, при которых происходят кодовые переходы. Для идеального АЦП эти переходы будут происходить при значениях входного напряжения, точно кратных LSB. А для реального преобразователя такое условие может выполняться с погрешностью. Разность между "идеальными" уровнями напряжения, при которых происходит кодовый переход, и их реальными значениями выражается в единицах LSB и называется интегральной нелинейностью.

Рис. 3.6. Интегральная нелинейность АЦП Нелинейность – максимальное отклонение реальной характеристики преобразования от оптимальной (рис. 3.6). Оптимальная характеристика находится эмпирически так, чтобы минимизировать значение погрешности нелинейности. Нелинейность обычно определяется в относительных единицах, но в справочных данных приводится также и в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис.

3. Погрешность квантования Одна из наиболее существенных составляющих ошибки при измерениях с помощью АЦП – погрешность квантования – является результатом самого процесса преобразования. Погрешность квантования – это погрешность, вызванная значением шага квантования и определяемая как величины наименьшего значащего разряда (LSB). Она не может быть исключена в аналого-цифровых преобразованиях, так как является неотъемлемой частью процесса преобразования, определяется разрешающей способностью АЦП и не меняется от АЦП к АЦП с равным разрешением.

Разрешающая способность – величина, обратная максимальному числу кодовых комбинаций на выходе АЦП. Разрешающая способность выражается в процентах, разрядах или децибелах и характеризует потенциальные возможности АЦП с точки зрения достижимой точности. Например, 12-разрядный АЦП имеет разрешающую способность 1/4096, или 0,0245% от полной шкалы, или -72,2 дБ.

Разрешающей способности соответствует приращение входного напряжения АЦП Uвх при изменении выходного кода на единицу младшего разряда. Это приращение является шагом квантования.

Для двоичных кодов преобразования номинальное значение шага квантования Н=Uпш/(2N-1), где Uпш – номинальное максимальное входное напряжение АЦП (напряжение полной шкалы), соответствующее максимальному значению выходного кода, N – разрядность АЦП. Чем больше разрядность преобразователя, тем выше его разрешающая способность.

Температурная нестабильность АЦ-преобразователя характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.

Динамические характеристики АЦП Возникновение динамических погрешностей связано с дискретизацией сигналов, изменяющихся во времени. Можно выделить следующие параметры АЦП, определяющие его динамическую точность.

Максимальная частота дискретизации (преобразования) – это наибольшая частота, с которой происходит образование выборочных значений сигнала, при которой выбранный параметр АЦП не выходит за заданные пределы. Измеряется числом выборок в секунду. Выбранным параметром может быть, например, монотонность характеристики преобразования или погрешность линейности.

Время преобразования (tпр) – это время, отсчитываемое от начала импульса дискретизации или начала преобразования до появления на выходе устойчивого кода, соответствующего данной выборке.

Для одних АЦП, например, последовательного счета или многотактного интегрирования, эта величина является переменной, зависящей от значения входного сигнала, для других, таких как параллельные или последовательно-параллельные АЦП, а также АЦП последовательного приближения, примерно постоянной. При работе АЦП без УВХ время преобразования является апертурным временем.

Время выборки (стробирования) – время, в течение которого происходит образование одного выборочного значения. При работе без УВХ равно времени преобразования АЦП.

Динамические характеристики АЦП обычно определяют с помощью спектрального анализа, по результатам выполнения быстрого преобразования Фурье (БПФ) над массивом выходных значений АЦП, соответствующих некоторому тестовому входному сигналу.

На рис. 3.7 представлен пример частотного спектра измеряемого сигнала. Нулевая гармоника соответствует основной частоте входного сигнала. Все остальное представляет собой шум, который содержит гармонические искажения, тепловой шум, шум 1/f и шум квантования. Некоторые составляющие шума генерируются самим АЦП, некоторые могут поступать на вход АЦП из внешних цепей.

Гармонические искажения, например, могут содержаться в измеряемом сигнале и одновременно генерироваться АЦП в процессе преобразования.

Рис. 3.7. Частотный спектр выходных данных АЦП Отношение "сигнал/шум" Отношение "сигнал/шум" (SNR) – это отношение среднеквадратического значения величины входного сигнала к среднеквадратическому значению величины шума (за исключением гармонических искажений), выраженное в децибелах:

SNR(dB) = 20 log [ Vsignal(rms)/ Vnoise(rms) ].

Это значение позволяет определить долю шума в измеряемом сигнале по отношению к полезному сигналу.

Шум, измеряемый при расчете SNR (рис. 3.8), не включает гармонические искажения, но включает шум квантования. Для АЦП с определенным разрешением именно шум квантования ограничивает возможности преобразователя теоретически лучшим значением отношения сигнал/шум, которое определяется как где N – разрешение АЦП.

Апертурная погрешность Пусть мы оцифровываем синусоидальный сигнал x(t) = Asin2f0t.

В идеальном случае отсчёты берутся через равные промежутки времени. Однако в реальности время момента взятия отсчёта подвержено флуктуациям из-за дрожания фронта синхросигнала (clock jitter).

Полагая, что неопределённость момента времени взятия отсчёта порядка t, получаем, что ошибка, обусловленная этим явлением, может быть оценена как Легко видеть, что ошибка относительно невелика на низких частотах, однако на больших частотах она может существенно возрасти.

Эффект апертурной погрешности может быть проигнорирован, если её величина сравнительно невелика по сравнению с ошибкой квантования. Таким образом, можно установить следующие требования к дрожанию фронта сигнала синхронизации:

где q — разрядность АЦП.

Разрядность Максимальная частота входного сигнала Из табл. 3.1 можно сделать вывод о целесообразности применения АЦП определенной разрядности с учётом ограничений, накладываемых дрожанием фронта синхронизации (clock jitter). Например, бессмысленно использовать прецизионный 24-битный АЦП для записи звука, если система распределения синхросигнала не в состоянии обеспечить ультрамалой неопределенности.

В настоящее время известно большое число методов преобразования напряжение-код. Эти методы существенно отличаются друг от друга потенциальной точностью, скоростью преобразования и сложностью аппаратной реализации. На рис. 3.9 показаны возможности основных типов АЦП в зависимости от разрешения и частоты дискретизации [2, 9, 10].

Рис. 3.9. Зависимость разрешения от частоты дискретизации для различных типов АЦП В основу классификации АЦП положен признак, указывающий на то, как во времени разворачивается процесс преобразования аналоговой величины в цифровую. В основе преобразования выборочных значений сигнала в цифровые эквиваленты лежат операции квантования и кодирования. Они могут осуществляться с помощью либо последовательной, либо параллельной, либо последовательнопараллельной процедур приближения цифрового эквивалента к преобразуемой величине.

Рис. 3.10 показывает упрощенную схему 3-разрядного параллельного АЦП (для преобразователей с большим разрешением принцип работы сохраняется).

Здесь используется массив компараторов, каждый из которых сравнивает входное напряжение с индивидуальным опорным напряжением. Такое опорное напряжение для каждого компаратора формируется на встроенном прецизионном резистивном делителе.

Значения опорных напряжений начинаются со значения, равного половине младшего значащего разряда (LSB), и увеличиваются при переходе к каждому следующему компаратору с шагом, равным Vоп /23. В результате для 3-разрядного АЦП требуется 23-1 или семь компараторов. А, например, для 8-разрядного параллельного АЦП потребуется уже 255 (или (28-1)) компараторов.

С увеличением входного напряжения компараторы последовательно устанавливают свои выходы в логическую единицу вместо логического нуля, начиная с компаратора, отвечающего за младший значащий разряд. Дешифратор преобразует (23-1) – разрядное цифровое слово с выходов компараторов в двоичный 3-разрядный код.

Параллельные АЦП – достаточно быстрые устройства, но они имеют свои недостатки. Из-за необходимости использовать большое количество компараторов параллельные АЦП потребляют значительную мощность.

Например, восьмиразрядный преобразователь типа МАХ (фирмы MAXIM - http://www.maxim-ic.com) позволяет получить 1, млрд отсчетов в секунду при времени задержки прохождения сигнала не более 1 нс. Недостатком этой схемы является высокая сложность. Действительно, N-разрядный параллельный АЦП сдержит 2Nкомпараторов и 2N согласованных резисторов. Следствием этого является высокая стоимость (сотни долларов США) и значительная потребляемая мощность. Тот же МАХ108, например, потребляет более 4 Вт.

Очевидно, на сегодняшний день самые быстрые АЦП изготавливает фирма Atmel [12]. В табл. 3.2 приведен перечень АЦП с их параметрами.

Примечание:

IB = Input Bandwidth, C = Channels, SAR = Sampling Rate, PD = Power Dissipation, P = Package.

Этот преобразователь состоит из компаратора, счетчика и ЦАП (рис. 3.11). На один вход компаратора поступает входной сигнал, а на другой – сигнал обратной связи с ЦАП.

Работа преобразователя начинается с момента прихода запускающего импульса, который включает счетчик, суммирующий число импульсов, поступающих от генератора тактовых импульсов f.

Выходной нарастающий код счетчика подается на ЦАП. С выхода ЦАП ступенчато-нарастающее напряжение Uцап подается на инвертирующий вход компаратора. С помощью компаратора это напряжение непрерывно сравнивается с входным и как только на выходе ЦАП напряжение достигнет величины напряжения Uвх, на выходе компаратора сформируется сигнал “Стоп” для счетчика. К концу преобразования на выходе счетчика установится код, пропорциональный входному напряжению.

Время преобразования АЦП этого типа является переменным и определяется величиной входного напряжения. Его максимальное значение соответствует максимальному входному напряжению и при разрядности двоичного счетчика N и частоте тактовых импульсов fтакт равно Например, при N=10 и fтакт=1 МГц tпр.макс=1024 мкс, что обеспечивает максимальную частоту выборок порядка 1 кГц.

Таким образом, особенностью АЦП последовательного счета является небольшая частота дискретизации, достигающая нескольких килогерц. Достоинством АЦП данного класса является сравнительная простота построения, определяемая последовательным характером выполнения процесса преобразования.

В отличие от АЦП последовательного счета этот преобразователь не имеет управляющего входа “Пуск”, поэтому он все время находится в режиме преобразования – рис. 3.12.

Два компаратора преобразователя A1 и A2 осуществляют непрерывное сравнение входного аналогового напряжения с выходным напряжением ЦАП и вырабатывают управляющие сигналы для реверсивного счетчика. Если входное напряжение больше выходного напряжения Uцап, то реверсивный счетчик работает как суммирующий с тактовой частотой f, а если меньше – то, как вычитающий. В результате осуществляется непрерывное слежение за изменением входного напряжения. И как следствие, даже в том случае, если входное напряжение неизменно, в выходном коде будет постоянно изменяться самый младший разряд.

АЦП отслеживающего типа находят применение в тех случаях, когда известно, что входной сигнал не претерпевает резких изменений (т.е. для гладких сигналов).

3.2.1. АЦП последовательного приближения Рис. 3.13 показывает упрощенную схему АЦП последовательного приближения.

АЦП последовательного приближения В основе АЦП данного типа лежит специальный регистр последовательного приближения. В начале цикла преобразования все выходы этого регистра устанавливаются в логический 0, за исключением первого (старшего) разряда. Последнее достигается тем, что на первом выходе распределителя устанавливается 1, которая поступает на старший разряд регистра. Благодаря этому на выходе внутреннего цифроаналогового преобразователя устанавливается напряжение, значение которого равно половине Uоп. А выход компаратора переключается в состояние, определяющее разницу между сигналом на выходе ЦАП и измеряемым входным напряжением. Если входное напряжение Uвх больше чем 1/2Uоп, то на выходе компаратора устанавливается 1, которая разрешает запись на втором такте в старший разряд регистра. В третьем такте 1 устанавливается на следующем выходе распределителя импульсов, а на выходе ЦАП устанавливается напряжение, равное 1/2Uоп + 1/4Uоп, которое с помощью компаратора сравнивается с Uвх (см. рис. 3.14 – пример для трехразрядного АЦП).

Рис. 3.14. Временная диаграмма работы 3-разрядного АЦП последовательного приближения Если напряжение на входе меньше чем 1/2Uоп + 1/4Uоп, то на выходе компаратора устанавливается 0 и в четвертом такте в регистр записывается 0. Таким образом, преобразования осуществляются для каждого разряда. В конце преобразования всех разрядов формируется сигнал конца цикла преобразования (КНП), который свидетельствует о готовности данных на выходе АЦП для считывания.

Время преобразования АЦП последовательного приближения зависит от его разрядности, и определятся по формуле где N – разряность АЦП, – время одного такта преобразования.

Данный класс АЦП занимает промежуточное положение по быстродействию, стоимости и разрешающей способности между последовательно-параллельными и интегрирующими АЦП и находит широкое применение в системах управления, контроля и цифровой обработки сигналов.

3.2.5. АЦП двойного (двухтактного) интегрирования На рисунке 3.15 приведена упрощенная структурная схема, а на рис. 3.16 показан принцип работы АЦП двухтактного интегрирования.

Входной сигнал заряжает конденсатор С интегратора в течение фиксированного периода времени – tи, который обычно составляет один период частоты питающей сети (50 или 60Гц) или кратен ему. Этот промежуток времени определяется длительностью импульса, который формируется на выходе формирователя импульса (ФИ). В течение импульса ключ S находится в верхнем по схеме положении.

Величина напряжения, до которого зарядится конденсатор интегратора за время действия этого импульса, определяется постоянной времени интегратора (RC) и величиной входного напряжения.

По окончании tи ключ S переводится в нижнее положение, на вход интегратора подается отрицательное опорное напряжение Uоп и конденсатор интегратора начинает перезаряжаться – на нем увеличивается входное напряжение. С этого же момента времени на вход счетчика поступает разрешающий сигнал для счета. Как только напряжение на выходе интегратора достигнет 0, сработает нулькомпаратор и своим сигналом на выходе остановит счетчик. При этом на выходе счетчика установится число, пропорциональное уровню входного сигнала. Очередной цикл преобразования начинается по команде “Пуск” (для упрощения на схеме не показан).

Для сравнения на рис. 3.16 приведены два графика. График изменения напряжения на конденсаторе интегратора, показанный пунктирной линией, приведен для более низкого входного напряжения. Также следует обратить внимание на то, что скорость заряда конденсатора на первом участке (во время действия tи) зависит от Uвх, а на втором определяется Uоп, С и R, и не изменяется.

АЦП двухтактного интегрирования имеют высокую точность и высокую разрешающую способность, а также имеют сравнительно простую структуру. Это дает возможность выполнять их в виде интегральных микросхем. Основной недостаток таких АЦП – большое время преобразования, обусловленное привязкой периода интегрирования к длительности периода питающей сети. Например, для Гц - оборудования частота дискретизации АЦП двухтактного интегрирования не превышает 25 отсчетов/с. Конечно, такие АЦП могут работать и с большей частотой дискретизации, но при увеличении последней помехозащищенность падает.

Все вышесказанное обуславливает наибольшее применение АЦП двухтактного интегрирования в измерительных приборах – мультиметрах, вольтметрах и т.д.

Для проведения большинства измерений часто не требуется АЦП со скоростью преобразования, которую даёт АЦП последовательного приближения, зато необходима большая разрешающая способность. Сигма-дельта АЦП могут обеспечивать разрешающую способность до 24 разрядов, но при этом уступают в скорости преобразования. Так, в сигма-дельта АЦП при 16 разрядах можно получить частоту дискретизации до 100000 отсчетов/с, а при 24 разрядах эта частота падает до 1000 отсчетов/с и менее, в зависимости от устройства.

Своим названием эти преобразователи обязаны наличием в них двух блоков: сумматора (обозначение операции -) и интегратора (обозначение операции - ). Один из принципов, заложенных в такого рода преобразователях, позволяющий уменьшить погрешность, вносимую шумами, а, следовательно, увеличить разрешающую способность – это усреднение результатов измерения на большом интервале времени.

Основные узлы АЦП – это сигма-дельта модулятор и цифровой фильтр. Схема n-разрядного сигма-дельта модулятора первого порядка приведена на рис. 3.17. Работа этой схемы основана на вычитании из входного сигнала Uвх(t) величины сигнала на выходе ЦАП, полученной на предыдущем такте работы схемы. Полученная разность интегрируется, а затем преобразуется в код параллельным АЦП невысокой разрядности. Последовательность кодов поступает на цифровой фильтр нижних частот.

Порядок модулятора определяется численностью интеграторов и сумматоров в его схеме. Сигма-дельта модуляторы N-го порядка содержат N сумматоров и N интеграторов и обеспечивают большее соотношение сигнал/шум при той же частоте отсчетов, чем модуляторы первого порядка.

Рис. 3.17. Структурная схема модулятора сигма-дельта АЦП Структурная схема сигма-дельта АЦП первого порядка приведена на рис. 3.18. Аналоговый сигнал подается на интегратор, выход которого подсоединен к компаратору, который, в свою очередь, присоединен к 1-разрядному ЦАП в петле обратной связи. Путем серии последовательных итераций интегратор, компаратор, ЦАП и сумматор дают поток последовательных битов, в котором содержится информация о величине входного напряжения.

Результирующая цифровая последовательность затем подается на фильтр нижних частот для подавления компонентов с частотами выше частоты Котельникова (она составляет половину частоты дискретизации АЦП). После удаления высокочастотных составляющих следующий узел – дециматор – прореживает данные.

Рис. 3.18. Сигма-дельта АЦП первого порядка Основная особенность сигма-дельта АЦП состоит в том, что частота следования выборок, при которых происходит анализ уровня напряжения измеряемого сигнала, существенно превышает частоту появления отсчетов на выходе АЦП (частоту дискретизации). Эта частота следования выборок называется частотой передискретизации. Так, сигма-дельта АЦП со скоростью преобразования 100k отсчетов/с, в котором используется частота передискретизации в раз больше, будет производить выборку значений входного аналогового сигнала с частотой 12.8М отсчетов/с. В рассматриваемом АЦП дециматор будет оставлять 1 отсчет из каждых полученных 128 в выходной цифровой последовательности.

Еще одно замечательное свойство отличает сигма-дельта АЦП от других типов – низкая потребляемая мощность от источника питания.

Наибольшее число разновидностей АЦП этого типа (34) в настоящий момент изготавливает фирма TEXAS INSTRUMENTS. С полным перечнем можно познакомиться на сайте фирмы, а здесь привведем параметры самых экономи ким потреблением:

- разрешение 24 разряда;

- производиттельность : 15SPSS;

- линейность : 0,0008% / 0, - внешний иннтерфейс : послеедовательный;

- потребляем мощность : 0, ADS1271 – широк - разрешение : 24 разряда;

- производиттельность : 105kS - линейность : 0,0015%;

- внешний иннтерфейс : послеедовательный или SPI;

- потребляем мощность : 50 – 100мВт;

- тип корпуса : TSSOP-16.

На основе ADS АЦП ADS1274 и AD Resolution(Bits) Sample Rate (max Architecture Input Channels (D Consumption(Typ) Bipolar Input Typ SFDR(dB) AV/DD(Min)(V) AV/DD(Max)(V) DV/DD(Min)(V) DV/DD(Max)(V) Input Configuration +/-2.5V +/-2.5V +/-2.5V Range Обычно сигма-дельта АЦП применяются в разнообразных системах сбора данных и в измерительном оборудовании (измерение давления, температуры, веса и т.п.), когда не требуется высокая частота дискретизации и необходимо разрешение более 16 разрядов.

4.ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

АЦП и ЦАП выполняют взаимно-обратные функции, поэтому и характеризуются такими же параметрами. Если поменять местами оси на графике рис. 3.1, то получим статическую характеристику трехразрядного ЦАП – рис. 4.1.

Рис. 4.1. Статическая характеристика трехразрядного ЦАП Статические характеристики ЦАП Идеальная характеристика ЦАП представляет собой прямую линию, соединяющую начало координат с точкой, соответствующей полной шкале (1000, Uпш). Любые отклонения от этой линии свидетельствуют о статических погрешностях ЦАП. К ним относятся: нелинейность, дифференциальная нелинейность, абсолютная нелинейность, погрешность, обусловленная разрешающей способностью, смещение нуля, смещение уровня ПШ и монотонность.

Так как аналогичные параметры для АЦП были рассмотрены достаточно подробно, то для ЦАП приведем их краткую характеристику.

Разрешающая способность – это наименьшее приращение во входном коде, вызывающее различимое изменений выходного напряжения ЦАП. Теоретически разрешающая способность пропорциональна числу (разрядов) кодовых комбинаций.

Погрешность смещения нуля является разностью между действительным и идеальным значениями выходного напряжения ЦАП, когда на него подан код, соответствующий нулевому напряжению на выходе.

Погрешность смещения полной шкалы – это разница между действительным выходным и опорным напряжениями ЦАП при входном коде, соответствующем полной шкале.

Нелинейность – это максимальное отклонение выходного напряжения ЦАП от линии, проходящей через нуль и точку, соответствующей полной шкале, при любом входном коде. Она может выражаться в процентах от ПШ или в единицах младшего значащего разряда.

Абсолютная нелинейность – это максимальное отклонение выходного напряжения ЦАП от идеальной характеристики при любом входном коде.

Дифференциальная нелинейность является мерой различия между смежными значениями уровней выходного напряжения и определяется разностью соседних выходных уровней действительного и идеального ЦАП по всему диапазону напряжений. Если обозначить через д действительный перепад выходного напряжения преобразователя при изменении входного кода на единицу, а через и – идеальный перепад, то дифференциальную нелинейность можно выразить в виде:

Очевидно, что дифференциальная нелинейность также может быть выражена в долях младшего разряда.

Монотонность характеристики показывает, что по мере возрастания входного кода напряжение на выходе ЦАП увеличивается во всем диапазоне своих значений и никогда не убывает между двумя соседними значениями входного кода.

Динамические характеристики ЦАП Динамические параметры ЦАП определяются по изменению выходного сигнала при скачкообразном изменении входного кода.

Максимальная частота преобразования - наибольшая частота дискретизации, при которой параметры ЦАП соответствуют заданным значениям. Максимальная частота и время установления определяют быстродействие ЦАП.

Время установления выходного напряжения или тока tуст - интервал времени от подачи входного кода до вхождения выходного сигнала в заданные пределы dU – рис. 4.2.

Рис. 4.2. Переходная характеристика ЦАП Скорость нарастания – максимальная скорость изменения выходного сигнала во время переходного процесса. Определяется как отношение приращения выходного напряжения ко времени, за которое произошло это приращение.

Для классификации цифроаналоговых преобразователей используют различные признаки, характеризующие их функционирование.

Наиболее часто используются следующие признаки:

по характеру входного кода:

- параллельные, - последовательные;

по виду выходного сигнала:

- с токовым выходом, по виду используемой весовой матрицы:

- с двоично-взвешенными резисторами, - с резистивной матрицей R-2R, - с матрицей, выполненной на переключаемых конденсаторах;

по возможности изменения знака опорного сигнала:

- с неизменным знаком (фиксированным значение опорного - с изменяемым знаком (такие ЦАП называются умножающие);

по виду ключей:

- с ключами, выполненными на биполярных транзисторах (с токовыми ключами), - с ключами, выполненными на полевых транзисторах;

по скорости преобразования:

- низкоскоростные, - среднескоростные, - высокоскоростные, - сверхскоростные;

по принципу преобразования входной кодовой комбинации (по тому, как во времени разворачивается процесс преобразования цифровой величины в аналоговую):

- последовательные, - параллельные, - последовательно-параллельные.

Учитывая большое разнообразие типов ЦАП, рассмотрим наиболее часто встречающиеся на практике.

4.2.1. ЦАП с двоично-взвешенными резисторами Работа схемы ЦАП с двоично-взвешенными резисторами (рис.

4.3) основана на суммировании токов.

Рис. 4.3. ЦАП с двоично-взвешенными резисторами Идея построения схемы состоит в том, что ток каждого последующего разряда, начиная со старшего, в два раза меньше предыдущего (в соответствии с весами разрядов двоичного числа). Поэтому в этой схеме R2=2R1, R3=2R2 и т.д. Или в общем виде где n – номер разряда.

Операционный усилитель с резистором обратной связи Rос выполняют функцию преобразователя “ток-напряжение”. Достигается это благодаря известному факту – если усилитель находится в линейном режиме, то напряжение между его входами равно нулю (свойство виртуального нуля). Поэтому ток n-го разряда находится по формуле Когда в разряде кодовой комбинации 1 соответствующий ключ в схеме переводится в верхнее положение, и поэтому ток разряда протекает на вход усилителя. Общий суммарный ток iвх зависит от числа 0 и 1 в кодовой комбинации, поданных на вход цифроаналогового преобразователя:

где – логическая переменная, принимающая значения n-го разряда (0 или 1).

Также, благодаря свойству виртуального нуля, ток в цепи обратной связи операционного усилителя равен ioc = - iвх, а выходное напряжение схемы равно падению напряжения на резисторе Rос.

В результате находим выходное напряжение, как функцию, зависящую от двоичной кодовой комбинации, поданной на вход ЦАП:

Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает целым рядом недостатков.

При высокой разрядности ЦАП токозадающие резисторы должны быть согласованы с высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда.

Другим недостатком является то, что при высокой разрядности ЦАП весовые резисторы различаются в тысячи раз. Так, например, для десятиразрядного ЦАП при R1=10k находим R10=29R1=5, МОм. Большой диапазон сопротивлений резисторов в схеме делает затруднительным изготовление ее в виде интегральной микросхемы.

4.2.2. ЦАП с резистивной матрицей R-2R и эталонным Отличительной чертой этого ЦАП является то, что в нем используются резисторы только двух номиналов R и 2R – рис. 4.

Работа этой схемы, так же как и предыдущей, основана на суммировании токов. Поэтому принципиальной разницы в работе схем нет. Разница заключается только в формировании токов разрядов.

В схеме, изображенной на рис. 4.4, для формирования токов разрядов используется резистивная матрица R-2R. Принцип работы этой матрицы основан на том, что ее каждый последующий разряд, начиная с младшего, нагружен на эквивалентное сопротивление, равное 2R. Причем, благодаря тому, что выводы резисторов 2R с помощью ключей подключаются или к общей шине или к инвертирующему входу усилителя (фантомному нулю), токи разрядов при переключении ключей не изменяются. В результате ток каждого последующего разряда in получается в два раза меньше, чем предыдущий.

МЗР СЗР Выходное напряжение в этой схеме определяется по формуле Благодаря наличи в рассматрива двум номиналами, она легко реализ хемы. Следует о обратить внимание и на тот фак что выходное напрряжение ЦАП за ависит не от аб рези исторов, а от их о все резисторы выпол мина могут сильн различаться о микросхемы к микросхеме, но в самой микросхеме отношение рез В бывшем СССР первая микросх вной матрицей R R-2R, была КР5722ПА1 (ее аналог AD7520 и более е совр ременный AD753 - см. рис 4.5).

572ПА1 – это дессятиразрядная м ключчами, выполненнными на полевы транзисторах. Ее отличие от схем приведенной на рис. 4.4, зак Рассмотренная сх татк ков. Одним из ос тивл ления ключей (ос выхоодное напряжени 4.2.3. ЦАП с резистивной матрицей R-2R и эталонными В этом типе преобразователей каждый бит кодовой комбинации является управляющим для соответствующего источника тока. Под воздействием n включаются или выключаются источники тока.

В схеме, приведенной на рис. 4.6, вклад n-го источника тока в iвх определяется тем, через сколько ступеней резистивной матрицы RR он пройдет. В этой схеме предполагается, что все токи источников тока равны.

Рис. 4.6. ЦАП с резистивной матрицей R-2R Управляемые источники тока могут быть выполнены, например, по схеме, показанной на рис. 4.7.

В качестве переключателей тока Sn применяются также и биполярные дифференциальные каскады, в которых транзисторы работают в активном режиме. Это позволяет сократить время установления до единиц наносекунд.

Высококачественные источники тока имеют большое внутреннее сопротивление, поэтому влияние сопротивлений ключей в схеме на рис. 4.7 оказывается пренебрежимо малым.

Рис. 4.7. Управляемые источники тока По сравнению с предыдущими схемами за счет уменьшения влияния сопротивлений ключей цифроаналоговые преобразователи, выполненные на источниках тока, обладают более высокой точностью.

Существуют и другие схемотехнические решения ЦАП на основе источников тока, в которых токи источников тока имеют разный вес.

Поэтому они выполняются без резистивных матриц.

Помимо резистивных матриц, в микросхемах цифроаналоговых преобразователей применяются также и матрицы, выполненные на конденсаторах. ЦАП, построенные на основе переключаемых конденсаторов можно разделить на два типа – параллельные и последовательные.

4.2.4. Параллельные ЦАП на переключаемых Параллельные ЦАП на переключаемых конденсаторах в основном имитируют рассмотренные выше схемы. В качестве примера на рис. 4.8 приведена схема ЦАП с двоично-взвешенными конденсаторами.

Рис. 4.8. ЦАП с двоично-взвешенными конденсаторами Работа схемы на рис.4.8 основана не на суммировании токов, как в предыдущих схемах, а на перераспределении зарядов между конденсаторами.

Каждый цикл преобразования состоит из двух тактов. В первом такте все ключи переводятся в нижнее положение и конденсаторы разряжаются. Затем ключи, на управляющий вход которых приходит 1 (в соответствии с кодовой комбинацией), переводятся в верхнее положение, а остальные – остаются в нижнем. Отдельный ключ S на втором такте переводится в верхнее положение всегда.

Выходное напряжение ЦАП находится по формуле При изготовлении рассмотренной схемы в виде интегральной микросхемы возникают проблемы, схожие со схемой ЦАП с двоично-взвешенными резисторами. При большой разрядности ЦАП отношение величин емкостей конденсаторов становится недопустимо большим. Существуют схемотехнические решения, позволяющие значительно уменьшить этот “разброс”. С ними можно познакомиться в [4].

Последовательный ЦАП на переключаемых конденсаторах, изображенный на рис. 4.9, не имеет резистивного аналога. В этой схеме конденсаторы используются не только как делители напряжения, но и как элементы памяти.