«Применение элементов фотоники в специальной аппаратуре Учебное пособие s Санкт-Петербург 2008 Министерство образования Российской федерации Санкт-Петербургский Государственный университет информационных технологий, ...»

2.1.1. Сектор сканирования и число управляющих элементов ФАР Пространственный сектор сканирования ФАР может быть задан предельным отклонением луча по азимуту ± c и месту ± c или телесным углом обзора c в стерадианах. Зная требуемую рабочую длину волны, направленность действия (ширину луча 2 0.7 E и 2 0.7 E или КНД) D0 можно установить минимальное число управляющих элементов N. Размер антенны L связан с шириной луча соотношением 2 0.7 E = L. Ширина ДН элемента ФАР по нулевому уровню должна быть больше 2 c по крайней мере на 2 0.7 E, т.е. - размер элемента Lэл определяется как:

Приближенно число управляемых элементов:

и при двухмерном сканировании:

Известны и другие подходы к определению N, например на основе КПД:

Практически число управляемых элементов в ФАР превышает найденное по формулам (3) и (4) и связано с допустимым уовнем бковых лепестков (УБЛ) и изменением направленности в секторе сканирования. В плоской АР при движении луча изменяется его ширина, УБЛ и соответственно КНД, что ограничивает используемый на практике сектор сканирования до ± (45... 60)°. Для получения больших секторов сканирования возможно применение системы плоских решеток или выпуклой ФАР.

Необходимое число управляющих фазовращателей в плоской ФАР будет найдено из условия дискретизации излучающего раскрыва.

Полоса пропускания ФАР. Рассмотрим частотные свойства, связанные с построением ФАР, в предположении, что элементная база (фазовращатель, излучатель, линия передачи и т. д.) не ограничивает полосу пропускания. В ФАР с параллельным питанием линиями равной электрической длины начальное фазовое распределение не зависит от частоты и может быть равномерным.

Широкополосные (диапазонные) фазовращатели создают фазовые сдвиги, также независимые от частоты. При отклонении луча от нормали с плоской решеткой на излучателями, отстоящими друг от друга на d в плоскости сканирования, величину приведет к отклонению луча на гл, определяемому из условия:

Отсюда находится частотный ход луча:

который не зависит от размера антенны и растет с отклонением луча гл.

В результате этого изменяется направленность действия: растет УБЛ и падает КНД. Задавшись допустимым изменением характеристик, можно найти рабочую полосу. Если принять, что смещение луча не должно превышать половины его ширины, то:

Если задаться допустимым падением КНД на 1 дБ в секторе ± 60°, то расчеты позволяют установить простую связь между рабочей полосой частот в процентах и шириной диаграммы направленности антенны в градусах:

В качестве критерия рабочей полосы может быть принято изменение уровня боковых лепестков (УБЛ). При определении полосы необходимо также учитывать характеристики сигналов (очень короткие импульсы, длинные импульсы с последовательному возбуждению элементов АР мало изменяет полосу пропускания. Незначительная рабочая полоса и уменьшение ее с ростом направленности является существенным недостатком ФАР.

Известны два способа построения широкополосных ФАР. В первом случае фазовращатели в ФАР заменяют управляемыми линиями задержки: отрезками линий с волной типа Т, плавно (дискретно) изменяющими длину в пределах половины длины раскрыва антенны ("тромбонными" фазовращателями). В такой антенне разность хода лучей компенсируется длиной питающих линий. Такие устройства реализуются в КВ-диапазоне и мало пригодны на СВЧ.

Второй способ основан на использовании выпуклых ФАР. Как следует из соотношений (6) и (7), расширение полосы пропускания достигается уменьшением гл. В этих ФАР широкоугольное сканирование обеспечивается коммутацией излучающей части антенны, а формирование луча происходит в условиях, близких к излучению по нормали в плоских АР. В осе-симметричных выпуклых ФАР удается не только ослабить или устранить частотный ход луча в широкой полосе частот, но и уменьшить частотное изменение ширины ДН.

Однако конструкция таких антенн значительно усложняется по сравнению с конструкцией плоских антенн, так как кроме фазовращателей необходима система коммутаторов, управляющая излучающим сектором, и растет число управляемых элементов ФАР.

2.1.2. Дискретность фазирования и расположение излучателей Управление фазовым распределением в ФАР возможно с помощью фазовращателей, дискретных или непрерывных с плавным изменением фазы.

Применение тех или других фазовращателей приводит к появлению фазовых ошибок в раскрыве ФАР и ухудшению КНД, УБЛ и точности установки луча. В непрерывных фазовращателях эти ошибки вызваны различными дестабилизирующими факторами (старением, повышенной температурой, флуктуацией управляющих токов, напряжением и т. д.). Для борьбы с ними требуются специальные меры. Это является основным недостатком непрерывных фазовращателей.

Указанные недостатки в значительной степени устраняются применением дискретно-коммутационного способа сканирования, предложенного профессором МАИ Л. Н. Дерюгиным в 1960 г. В этом способе фазирование осуществляется с фиксированные значения фазы, устойчивых к различным дестабилизирующим факторам, что достигается применением в полупроводниках, ферритах и других управляемых средах соответствующих режимов работы, при которых используются устойчивые (крайние) участки их характеристик (насыщения, гистерезиса и т. д.). Управление лучом в этом случае сводится к простейшим операциям включения или выключения отдельных коммутаторов. Этот способ сканирования приводит к появлению коммутационных фазовых ошибок, равных половине дискрета изменения фазы в фазовращателе, т. е.. Коммутационные фазовые ошибки вызывают снижение КНД, увеличение УБЛ и дискретность движения луча при сканировании. Аналогичное ухудшение направленности имеет место в ФАР с непрерывными фазовращателями в результате дискретности фазирования от сопряжения с системой управления лучом ЭВМ, тоже дискретной.

Влияние коммутационных ошибок на характеристики антенны зависит от начального фазового распределения в ФАР, положения точки начала отсчета фаз и числа излучателей. При начальном фазовом распределении ( x ) = const для направления луча гл, при котором требуемый фазовый сдвиг между соседними излучателями кратен дискрету фазирования, т. е.

где - целое число, фазовые ошибки в ФАР и ухудшение характеристик повторяющиеся по раскрыву. В этом случае резко (зачастую недопустимо) возрастает один из боковых лепестков и значительно падает КНД. В теории коммутационных антенн была показана возможность уменьшения УБЛ путем размывания их в широком секторе углов при различных положениях луча. Это достигается в плоских АР квадратичным начальным фазовым распределением:

Здесь n, m - номера излучателей с прямоугольным размещением излучателей в решетке из N столбцов и Q строк и с n = m = 0 в центре АР. Из-за наличия коммутационных фазовых ошибок КНД антенны уменьшается:

где D0 - КНД эквивалентной антенны без коммутационных фазовых ошибок.

Уровень бокового излучения (по полю) обусловлен коммутационными фазовыми ошибками плоской АР с равномерным распределением поля:

Дискретность изменения фазы приводит к скачкообразному перемещению луча в пространстве и определяет точность установки луча. На точность влияет положение начала отсчета фазы (в центре или крайний излучатель). Среднее значение дискретного перемещения луча при расположении начала отсчета фазы в центре:

Разрядность фазовращателя, т. е. дискретность фазирования, может быть установлена из условия максимума коэффициента усиления антенны G = D, где - КПД антенны, включающий потери в фазовращателе. Увеличение разрядности дискретного фазовращателя приводит к увеличению потерь, т. е. падению но возрастанию КНД. В зависимости от рабочего диапазона частот, уровня технологии, требований к УБЛ, гл и т. д. могут использоваться фазовращатели с разрядностью от 2 до 5. Значение разрядности определяется в каждом конкретном случае.

размещением излучателей в апертуре антенны. Квантование по амплитуде, как и по фазе, обусловливает нарушение непрерывности распределения поля, которое дополнительного уровня боковых лепестков, аналогичных по структуре дифракционным лепесткам ДН. Исходным фактором дискретизации излучающего поперечного сечения фазовращателя с элементами крепления и управляющими цепями в СВЧ-диапазоне оказываются такого же порядка, как допустимый шаг, определяемый из режима однолучевого сканирования в коротко-волновые частоты КВЧ и на более высоких частотах. Возможно увеличение в раза шага в решетке с треугольной сеткой размещения излучателей, при которой условие имеет вид:

Второй возможный путь увеличения шага излучателей - применение неэквидистантного размещения излучателей. В остронаправленной антенне допустимый шаг может быть также увеличен путем ограничения сектора сканирования гл max этом случае применяется направленный элемент АР с шириной ДН 2 гл max в качестве которого может быть использована направленная слабонаправленных элементов, называемая подрешеткой и управляемая одним фазовращателем.

Размеры Lx, y подрешеток выбираются в соответствии с заданным сектором сканирования и допустимым уровнем дифракционных максимумов высших порядков. Последнее можно пояснить следующим образом. При отклонении луча ФАР к краю сектора сканирования начинается возрастание уровня дальнего бокового лепестка, вызванное наличием в множителе решетки с большим шагом побочных главных лепестков и излучением за пределы сектора сканирования элемента АР.

Размеры подрешеток Lx, y вдоль осей х, у соответственно можно определить из соотношения:

где - допустимый УБЛ дальнего бокового лепестка (дифракционного максимума высшего порядка). Зная Lx, y или, соответственно, шаг излучателей и размеры раскрыва, можно найти число управляемых элементов плоской ФАР.

Для получения малых УБЛ необходимы, как известно, плавные, спадающие к распределения в АР производится дискретно и зависит от шага размещения и уменьшены треугольной сеткой расположения и частичным перекрытием апертур элементов.

2.1.3. Изменение характеристик направленности в секторе сканирования В рабочем диапазоне частот и секторе сканирования происходят изменения ширины ДН, КНД и уровня боковых лепестков. В антеннах с круговой или управляемой поляризацией изменяется поляризационная характеристика.

Наиболее важным для радиотехнической системы является коэффициент усиления (КУ) ФАP в секторе сканирования. КУ является интегральным параметром, учитывающим все изменения направленности и все тепловые потери проектирования ФАР произвести точный расчет ожидаемого КУ в секторе сканирования и диапазоне частот оказывается затруднительно. Это связано с трудностями нахождения в фидерной системе возбуждения тепловых потерь и рассогласования, а при пространственном способе возбуждения - дополнительных приближенно оценить изменение КУ в секторе сканирования из соотношения:

Здесь S - площадь изучающего раскрыва; K ИП - апертурный коэффициент использования, учитывающий амплитудное распределение;

излучателя в решетке с учетом взаимодействия элементов; - КПД ФАР, учитывающий все потери в излучателях, фазовращателях и системе возбуждения.

ДН излучателя в решетке F ( ) существенно отличается от идеальной ДН F ( ) = cos наличием провалов в ДН для некоторых направлений и меньшим КПД для углов 45°. Эти обстоятельства приводят к значительному падению КУ при отклонении луча. Провалы в ДН элемента (парциальной ДН) вызывают так называемое "ослепление" ФАР для определенных направлений луча. Это сопровождается резким возрастанием УБЛ. Ослепление ФАР недопустимо, поэтому для исключения этого явления проводится оптимизация парциальной ДН с помощью выбора типа излучателя, его размещения, диэлектрического заполнения или укрытия и т. д.

КПД ФАР существенно зависит от рабочего диапазона длин волн (УКВ, СВЧ, КВЧ и т. д.) и элементной базы. В СВЧ потери могут составлять в фазовращателях приблизительно 1...1,5 дБ; потери в системе возбуждения, включая формирователи суммарноразностных ДН антенны, такого же порядка.

В результате КПД может составить 50...60%.

Для определения уровня достигнутых результатов при проектировании и изготовлении ФАР их характеристики направленности сравнивают с эквивалентной зеркальной антенной, которая является эталоном.

2.1.4. Характеристики управления и общетехнические характеристики Темп обзора пространства, время установки луча в произвольную точку сектора сканирования, точность установки луча (или нуля разностной ДН моноимпульсной антенны) и потребляемая мощность управления лучом относятся к характеристикам управления ФАР. Эти характеристики в свою очередь зависят от параметров фазовращателей, выбранной схемы построения, принятых конструктивных решений и системы управления лучом. Между этими характеристиками имеется взаимосвязь. Так, например, быстродействие фазовращателя может быть увеличено за счет большей мощности управления.

При движении луча требуемая скорость переключения фазовращателей зависит от начальной точки фазирования. При выборе ее в центре раскрыва скорость уменьшается в два раза по сравнению с начальной точкой фазирования на краю, точность установки луча тоже может быть изменена выбором начальной точки фазирования или алгоритмом управления. Алгоритмы фазирования системы управления лучом зависят от размещения излучателей в решетке, схемы построения, конструктивных решений и т. д. Так; например, размещение излучателей в узлах прямоугольной сетки координат допускает строчно-столбцовый способ управления лучом по двум угловым координатам.

Неэквивалентное размещение излучателей приводит к поэлементному управлению фазовращателями, что может уменьшить быстродействие. Удаление от фазовращателей системы управления лучом влияет на ее характеристики. В полотне ФАР с плотным размещением элементов, не допускающем расположения между фазовращателями элементов системы управления, последняя удалена от ФАР и связана с ней системой линий передач управляющих команд. Это обстоятельство ухудшает рассматриваемые характеристики и усложняет ФАР.

Отражательная решетка лишена этих недостатков, так как позволяет разместить систему управления на обратной стороне отражающего полотна. Отмеченные взаимосвязи, хотя и влияют на характеристики управления, но зависят от быстродействия фазовращателя, мощности управления и дискрета фазирования.

Так, на стадии предварительного проектирования время установки луча находится как время переключения фазовращателей с учетом системы управления.

Основная часть мощности управления потребляется фазовращателями. Хотя мощность управления одним фазовращателем может быть от долей до единиц ватт, мощность, поступающая к полотну ФАР от системы управления, достигает киловатт. Эта мощность плюс мощность потерь СВЧ в ФАР определяют температурный режим. В передающих ФАР возникает необходимость системы теплоотвода. Изменение температуры полотна при работе влияет на характеристики ФАР.

Точность установки луча (нуля разностной ДН) может быть достаточно высокой при большом числе излучателей N, как это следует из (12). Точность определения угловых координат целей радиотехнической системой зависит от дальнейшей обработки сигнала.

ФАР, как и любая другая радиосистема, имеет следующие общетехнические характеристики: стоимость, габариты, массу, надежность, боевую живучесть, ремонтопригодность, условия эксплуатации, электромагнитную совместимость и т. д. Эти системные характеристики зависят как от антенны, так и от всей системы; технологии, производства, развития элементной базы и т. п. Однако можно выделить ряд параметров ФАР, наиболее влияющих на рассматриваемые характеристики. Так, стоимость ФАР в первую очередь определяется стоимостью Массогабаритные характеристики зависят от используемой элементной базы, которая может состоять из волноводов, полосковых, микрополосковых линий, интегральных схем СВЧ и т. д. Схема построения (проходная, отражательная, с фидерным возбуждением и т. д.) и конструктивное исполнение отдельных элементов и всей системы определяют надежность, ремонтопригодность, живучесть и т. д. Излучатели с фазовращателями или их группа могут быть выполнены в виде отдельных устройств - модулей (или печатных плат). Такое модульное исполнение имеет ряд преимуществ, например простоту замены вышедшего из строя элемента.

2.1.5. Совмещенные ФАР называемых совмещенных ФАР, в которых, как и в многолучевых (матричных или многоканальных) антеннах (МА), из одного раскрыва формируются два (или больше) независимых луча. Независимое электрическое сканирование в совмещенной ФАР обеспечивается работой на разнесенных частотах для каждого луча. Частотное разделение входов (выходов) совмещенной ФАР может быть дополнено размещением излучателей и поляризационным разделением каналов. В качестве примера, показывающего необходимость построения подобных антенн, можно привести ФАР, устанавливаемую в носовой части самолета. Эта ФАР должна обеспечивать работу носового радиолокатора, управление полетом, опознавание ("свой-чужой"). Совмещение работы на нескольких частотах в остронаправленных антеннах впервые стали применять в больших дорогостоящих зеркальных антеннах. Так, например, в радиотелескопе РТ-22 использовали совмещенный облучатель, работающий в миллиметровом, сантиметровом и дециметровом диапазонах волн. В настоящее время наиболее распространены двухчастотные совмещенные ФАР в СВЧ-диапазоне.

Остановимся на возможных принципах построения этих совмещенных ФАР диапазона СВЧ. Совмещаемые решетки можно расположить одна над другой на некотором расстоянии. Причем верхняя решетка является вибраторной, и излучателями нижней решетки могут быть волноводы, щели, вибраторы и др.

Совмещение решеток можно выполнить в одном излучающем раскрыве, размещая излучатель одного диапазона между излучателями другого диапазона.

Такое совмещение удобно проводить для щелевых, волноводных и вибраторных излучателей. Имеется принципиальная возможность повторения совмещенных ФАР на одной излучающей решетке, обладающей широкополосными свойствами, достаточными для работы на частотах f1, f2. Однако здесь возникает проблема размещения в решетке системы направленных частотно-разделительных фильтров, помимо фазовращателей для каждого диапазона. Известны и другие принципы построения этих антенн с различными гибридными антеннами.

Совмещение двух решеток одна над Другой или одна в другой приводит к ухудшению их электродинамических характеристик. Проведенные исследования таких антенн показывают, что совмещение приводит к падению усиления, увеличению УБЛ и ограничению сектора сканирования. При соотношении частот f1 f 2 2 K 4 наиболее ухудшаются характеристики высокочастотной решетки.

Разработаны различные методы ослабления взаимного влияния при совмещении и расчете совмещенных ФАР.

2.1.6. Активные ФАР ФАР и построенные на их основе антенные системы с пространственновременной обработкой сигнала обладают большими функциональными возможностями и находят широкое применение. Одним из существенных недостатков ФАР являются значительные потери. В бортовых ФАР применение полосковой техники позволяет снизить стоимость, повысить надежность и уменьшить массу и габариты.

Полосковые и микрополосковые устройства применяются для канализирующих систем, делителей мощности, направленных ответвителей, излучателей, фазовращателей и т. д. Существенным недостатком полосковой техники являются значительные потери в сантиметровом диапазоне и особенно в коротковолновой его части, которые еще более увеличивают общие потери в ФАР. Включение активного элемента (генератора, усилителя, преобразователя частот) в тракт СВЧ-излучателей ФАР позволяет не только устранить потери, но и существенно изменить систему возбуждения, формирования луча и его управления. Активный элемент (или прибор) в тракте возбуждения превращает антенную решетку из пассивного взаимного устройства в активную фазированную решетку, в которой при приеме и передаче используют различные активные элементы. Последнее объясняется невзаимностью активных элементов.

Нашли практическое применение приемные, передающие и приемопередающие АФАР, имеющие одну антенную решетку с антенными переключателями или циркуляторами для каждого излучателя.

Наличие активного элемента в передающих АФАР позволяет поднять КПД и достичь очень больших мощностей излучения, упростить требования к фазовращателям, поднять надежность и получить ряд других преимуществ.

Активный элемент в приемных АФАР позволяет не только понизить шумовую температуру антенны (поднять чувствительность), но и провести обработку сигнала или на частотах принимаемого сигнала, или на более низкой промежуточной либо более высокой частоте при голографических методах обработки. При этом можно в приемной АФАР проводить пространственновременную обработку сигнала, используя аналоговые, цифровые, корреляционные, радиооптические и другие известные методы обработки сигнала. Становится также возможным существенное улучшение некоторых требуемых антенных характеристик. Однако следует особо подчеркнуть, что это будет связано с ухудшением других характеристик.

С применением оптических методов формирования и детектирования сигналов значительно повышается помехоустойчивость систем, главным образом, за счет уменьшения паразитных электрических наводок, создается возможность управления ФАР практически в реальном времени. Все это стало возможным с развитием методов волоконной оптики и сверхвысокочастотной модуляции оптического излучения, появлением новых быстродействующих оптических сред, развитием методов интегральной оптики на базе нанополимерных технологий и интегральной кремниевой электронной технологии.

С одной стороны, оптические и оптоэлектронные компоненты специально для локационных систем с АФАР пока окончательно не разработаны. С другой стороны, системы с АФАР перспективны для применения во многих отраслях народного хозяйства, космической и военной технике. Поэтому тенденция развития систем с АФАР (особенно малогабаритных систем) связана с применением оптических методов управления фазой АФАР и разработкой специализированных оптических элементов.

Практическая реализация систем с АФАР с оптическим трактом передачи, обработки и распределения сигнала по отдельным излучателям началась за рубежом с 1990-х годов. Реализация систем велась, в основном, на базе оптоэлектронных и оптических элементов, предназначенных для оптических волоконных систем связи.

Для осуществления управления элементами антенной фазированной решетки применяют два метода обеспечения сдвига фаз на элементах – метода изменения фазы с помощью фазовращателей и метода обеспечения фазового сдвига путем фиксированной временной задержки управляющих сигналов, при этом линии задержки могут сочетать в себе и большое и малое время.

Как та, так и другая схемы имеют преимущество и недостатки. Важным преимуществом схем с фазовращателями является их относительная простота, большой диапазон изменения фазового сдвига, плавность перестройки, возможность использования большого количества элементов антенн. Недостатком является трудность осуществления линейного режима регулировки фазы, зависимость от длины волны света. Преимуществом систем с временными линиями задержки является возможность построения схем с задержкой, независимой от длины волны. Недостатком – дискретность задержек, трудность осуществления стабильности коротких линий задержки.

В системах АФАР применяются как те, так и другие схемы.

В работе [1] рассмотрена система АФАР, структура которой повторяет традиционную АФАР с электронным каналом СВЧ обработки радиосигнала (рис. 5).

Антенна предназначена для использования в диапазоне 400 - 450 МГц.

Поскольку в то время отсутствовали некоторые компоненты, разработанные позднее, в данном проекте были использованы компоненты, разработанные для телекоммуникации, а также варианты тех же компонентов, улучшенные в ходе выполнения проекта. В ходе выполнения двухгодичного проекта TRP (The Analog Optoelectronic Module Technical Reinvestment Project) на базе имеющихся коммерчески доступных компонентов цифровой фотоники были разработаны специализированные компоненты для аналоговой фотоники. В двух таблицах ниже приведены характеристики компонентов, существовавших до проекта (Таблица 1) и после проведения проекта (Таблица 2).

Рис. 5. Испытание подрешетки с фотонной обработкой Таблица 1. Влияние оптической развязки на линию с прямой модуляцией отражения волокно, низкая шума (дБ) Таблица 2. Вычисленные параметры линии (3 ГГц) на основе характеристик индивидуальных компонент модулятора (В) Радар, разработанный в проекте, также представлял собой ранее имевшуюся РЛС, в которой канал передачи СВЧ сигнала и фазовращатели были заменены на соответствующие элементы фотоники. На рис. 6 и 7 приведена классическая система АФАР с СВЧ системой распределения сигнала и та же система после введения в нее фотонного тракта обработки радиосигнала.

Рис. 6. АФАР с традиционным подведением СВЧ сигнала Рис. 7. АФАР после замены СВЧ элементов на элементы фотоники На рис. 8 приведена схема приемной и передающей системы с фазированной антенной решеткой и оптическими линиями задержки. В качестве источника излучения может быть использован или один лазер с разветвителем на N-каналов или N индивидуальных лазеров с любой длиной волны.

Рис. 8. Схема приемной и передающей части микроволновой системы с фазированной решеткой и оптическими линиями задержки Рассмотрим работу тракта приема/передачи АФАР с фотонной системой обработки сигнала с использованием структуры канала, приведенного в цикле работ [2,3]. Передающий тракт АФАР приведен на рис. 9.

Рис. 9. Передающий тракт АФАР. На схеме представлен один управляемый оптоэлектронный элемент распределенной При передаче СВЧ радиочастотный сигнал, сформированный в блоках РЛС, модулирует оптическое ИК излучение лазера (1,3 мкм) с использованием электрооптического модулятора. ИК излучение, промодулированное СВЧ сигналом, передается по оптоволокну через циркулятор и распределяется через разветвители на элементы антенной решетки 1,2…n. Для демодуляции ИК излучения и выделения СВЧ сигнала служат фотодиоды. Далее сигнал поступает на усилители и излучатели антенной решетки. Важным элементом являются линии задержки сигнала, предназначенные для создания фазовых сдвигов между сигналами, излучаемыми элементами решетки и поворота индикатрисы направленности излучения. До настоящего времени не имеется оптимальной конструкции линии задержки. Используются различные конструкции, включающие каскадные линии задержки и векторные сумматоры, а также другие элементы, обеспечивающие калиброванные величины задержек. В рассматриваемом тракте в качестве управляемых линий задержки используются катушки оптоволокна L и перестраиваемый лазер с управляемой длиной волны излучения. Использовано оптоволокно с большой дисперсией, каждая катушка состоит из двух кусков волокна с разной дисперсией. В начале задержки в катушках одинаковы (длина выбрана в соответствии с этим требованием). При распространения сигнала в катушках увеличиваются от катушки 1 к катушке n, в результате изменяется и фазовый сдвиг СВЧ сигнала.

Рис. 10. Принципиальная схема тракта передачи с линиями задержки Вариант подобной схемы приведен в работе [3]; использована подобная схема линий задержки - лазер с управлением длиной волны излучения и брэгговские фильтры, нанесенные на оптоволокно в качестве линий задержки (рис. 10).

В данной схеме брэгговские решетки, нанесенные на оптоволокно, являются отражателями света. Например, лазер излучает длину волны 1, тогда отражение света происходит от конца оптоволокна (на рис. 10 - 1) и задержка максимальна.

Если излучение лазера сдвинуть на 13, то отражение происходит от точки 13 и задержка минимальна. В таблице 3 приведена величина задержки в зависимости от номера элемента брэгговской решетки.

На рис. 11 приведены индикатрисы направленности излучения антенны при изменении задержки вышерассмотренным способом.

Таблица 3. Измеренное время задержки для трех микроволновых частот Участки Теоретическое Экспериментальное время задержки (пс) Решетка решетки время Рис. 11. Индикатрисы направленности излучения Приемный тракт АФАР действует на подобном принципе [4], при этом используется перестраиваемый по длине волны лазер и линии задержки, основанные на оптоволокне с повышенной дисперсией (рис. 12). Изменение длины волны лазера накачки приводит к синхронному изменению задержек во всех линиях, которые определяются как произведение nk, где n – величина, зависящая от длины волны, а k – постоянная, индивидуальная для каждой линии задержки. Далее на импульс света лазера накладывается модуляция ИК излучения радиосигналом. При совпадении импульса ИК и пришедшего с антенны импульса СВЧ происходит суммирование сигналов в сумматоре. Далее сигнал демодулируется и обрабатывается радиочастотной схемой (на рисунке не показана).

После когерентного сложения приходящих сигналов с разными длинами волн выходной сигнал с приемного процессора представлял вид, указанный на рис. 13, где по наклону прямолинейного участка определялся угол прихода пары длин волн.

Рис. 13. Демонстрация экспериментального «считывания» углов при Рассмотренные выше системы в качестве фазосдвигающего компонента используют оптоволокно с заданной величиной дисперсии и полупроводниковый лазер с изменяемой длиной волны излучения. Данная система весьма проста для реализации, но имеет существенный недостаток - невозможность регулируемой компенсации небольших фазовых сдвигов между отдельными излучателями, что необходимо в связи с некоторой неидентичностью каналов, а также невозможностью свободного формирования многих независимо действующих индикатрис и лучей решетки. Поэтому в последнее время разработки были сосредоточены на системах, использующих индивидуальные фазосдвигающие элементы в каждом излучателе, обеспечивающие более гибкое управление АФАР.

Такие фазовращатели основаны обычно на векторном сумматоре, т.е.

устройстве, обеспечивающим суммирование синусоидальных синфазных сигналов со сдвигом фазы и управлением по амплитуде для получения сигнала с заданной управляемой величиной сдвига фазы. Основной элемент такого фазовращателя – устройство, обеспечивающее управляемое изменение пропускания оптического сигнала. В качестве такого устройства обычно используют жидкокристаллический модулятор либо электрооптический модулятор. Рассмотрим работу оптического векторного фазовращателя подробнее.

В работе [5] рассмотрен принцип действия подобного устройства на базе жидкокристаллического аттенюатора света (рис. 14).

Рис. 14. Элемент передающей антенны с фазосдвигающим элементом на базе жидкокристаллических аттенюаторов В данной схеме оптический сигнал, промодулированный радиосигналом, распространяется по оптоволокну и поступает на элементы, каждый из которых имеет фиксированную линию задержки в виде катушки оптоволокна и управляемый жидкокристаллический аттенюатор.

Работа системы базируется на следующем простом принципе: Если сложить (с учетом фазы) два синусоидальных сигнала с амплитудами А1 и А2 и фазами 1 и 2 результирующий синусоидальный сигнал будет иметь фазовый сдвиг относительно входного сигнала.

Для f1 = 0о и f2 = 90о мы получим:

При сложении сигналов со сдвигами фаз f1 = 0о, f2 = 90о, f3 = 180о, f4 = 270о и управлении амплитудами А1 - А4 от нуля до максимума мы получим плавное управление фазой сигнала от 0 до 360 градусов. В ортогональных координатах сигнал можно рассматривать как вектор, являющийся суперпозицией векторных суммируемых сигналов (рис. 14, справа). Таким образом, векторный фазовращатель обеспечивает управляемый сдвиг фазы радиочастотного сигнала, наложенного на несущую ИК излучения без искажений огибающей.

Данная схема векторного фазовращателя, реализованного на оптических элементах, обеспечивает заданную величину фазового сдвига сигнала в соответствии с поданным управляющим напряжением на аттенюатор.

Для использования в качестве аттенюатора в настоящее время наиболее простым решением является использование жидкокристаллической ячейки, также как это рассмотрено в примерах выше. Однако ЖК ячейка имеет ряд существенных недостатков - большое время переключения - несколько миллисекунд и ограниченный температурный диапазон работы – 10 + 300 С.

Система АФАР, основанная на изменении фазы сигнала с помощью векторных фазовращателей, аналогичных использованным выше, но основанных на электрооптических аттенюаторах, не имеет указанных выше недостатков.

Электрооптические элементы на базе электрооптического полимера могут работать на частоте до 1,6 ТГц, что обеспечивает наносекундный диапазон переключения фазовых сдвигов с большим запасом. Температурный диапазон работоспособность в диапазоне температур - 50 +600 С.

Основными элементами оптической схемы АФАР на электрооптических элементах, являются лазер, оптическое волокно, модулятор, обеспечивающий наложения радиочастотного сигнала на оптическую несущую, оптический фазовращатель, управляющий фазой СВЧ сигнала, детектор излучения.

В настоящее время имеется несколько различных схем реализации системы АФАР с оптическим управлением и распределением сигнала. Системы с активными индивидуально управляемыми оптическими фазовращателями демонстрируют несомненные преимущества такие как: возможность расширения/сужения индикатрисы направленности излучения, динамическое изменение числа лучей, подстройки величины задержки индивидуально для каждого элемента в реальном времени. Такая система требует управляющих элементов для изменения фазового сдвига радиосигнала, что может быть реализовано с использованием либо жидкокристаллической ячейки либо электрооптического модулятора / фазовращателя. Жидкокристаллические светоуправляющие ячейки имеют недостатки - большое время переключения - мс и более, а также недостаточный диапазон температур эксплуатации - 10 …. + 400С, что не позволяет применять их во многих случаях.

4. Основные элементы оптических схем АФАР 4.1 Фазовращатели Первые оптические фазовращатели для однокоординатной фазированной решетки были выполнены на основе электрооптических кристаллов ниобата лития и танталата лития. В процессе развития интегрально-оптической технологии появились электрически управляемые структуры волноводов, на основе которых оказалось возможным управление результирующей фазой сигнала оптической фазированной решетки. Технику управления фазой оптического сигнала можно перенести на управление фазой электрического сигнала для СВЧ фазированных решеток. Поворот индикатрисы РЛС осуществляется изменением фазы управляющего СВЧ сигнала вследствие изменения фазы в оптических фазосдвигающих устройствах каждого канала.

Одна из схем фазовращателя может быть создана на основе схемы сдвоенного интерферометра Майкельсона (рис. 15) [6].

Рис. 15. Схема сдвоенного интерферометра Майкельсона Малый нтерферометр представляет одно из плеч большого интерферометра.

В плечи малого интерферометра включены электрооптические модуляторы, питающиеся сигналами СВЧ, сдвинутыми на 900, и в одном из плеч осуществляется дополнительный фазовый сдвиг. В другом плече большого интерферометра осуществляется электронно-управляемый фазовый сдвиг между сигналами двух плечей этого интерферометра. В результате когерентного сложения оптических сигналов интерферометра на выходе можно получить электрического сигнала управления фазового сдвига. В зависимости от управляющего напряжения можно получать сдвиг фазы как в аналоговом, так и в дискретном режиме.

Принцип работы управляемого оптического фазовращателя состоит в следующем.

Обозначим частоту и амплитуду СВЧ сигнала через и Vm, оптический входной сигнал Ein = Ei cos(t), – дополнительный постоянный сдвиг фаз во втором плече, отношение / – отношение электрических полей плеч на входе интерферометра.

При = 900 на выходе получается одна боковая частота ( + ), и выражение для электрического поля плеч на выходе интерферометра:

Vdc – постоянное управляющее напряжение, V – полуволновое управляющее напряжение.

интерферометра:

Для интенсивности света на частоте модуляции:

Из этого выражения можно выделить отдельно постоянную составляющую и интенсивность света на частоте модуляции:

где J1 – функция Бесселя первого порядка. При = 2,71 величина При этом уравнение (23) переходит в следующее:

Для Vm = 0,86V, которое соответствует = 2,71, фазовый сдвиг линеен по отношению к управляющему напряжению. Для относительно малых сигналов условие (22) приводит к следующему выражению:

Можно было бы предположить J1() /2. На рис. 16 показана зависимость = 2,71 (пунктирная кривая) и = 0,52 (сплошная кривая).

Таким образом, на выходе оптической интерферометрической схемы получается сигнал на частоте СВЧ, фаза которого изменяется напряжением, прикладываемым ко второму плечу интерферометра.

Устройство сдвига фазы с двумя независимыми каналами на одном модуляторе было продемонстрировано в [7] (рис. 17).

Практически в схему оптического фазовращателя с одним каналом добавлено второе плечо управления фазой сигнала и добавлены волоконные разветвители.

Рис. 16. Зависимость фазового сдвига модуляции от управляющего напряжения при = 2,71 (пунктирная кривая) и = 0,52 (сплошная кривая) Рис. 17. Устройство сдвига фазы с двумя независимыми каналами на В качестве модуляторов были применены фазовые модуляторы бегущей волны на новом полимерном материале CLD2/ISX. Управляемый сдвиг фазы достигал 1500 в каждом канале при полуволновых управляющих напряжениях треугольной формы -3,2 3,2В и, соответственно, полный фазовый сдвиг мог составлять 3600. Длина волны излучения была 1,55 мкм.

На рис. 18 представлена зависимость вычисленного фазового сдвига и относительной мощности СВЧ сигнала от управляющего напряжения в таком фазовращателе.

Рис. 18. Зависимость вычисленного фазового сдвига и относительной мощности СВЧ сигнала от управляющего напряжения На рис. 19 представлены экспериментальные значения фазового сдвига (а) и относительной мощности сигнала (в) в зависимости от управляющего напряжения.

В настоящее время так же ведется разработка фазосдвигающего устройства с 4 независимыми каналами. В этом диапазоне существуют несколько достаточно эффективных ЭО материалов c высоким ЭО коэффициентом (теллурид кадмия, ниобат лития, DAST, электрооптические полимеры PMMA/DRI, NAEC-PMMA, CLD2-ISX и др.) Рис. 19. Экспериментальные значения фазового сдвига (а) и относительной мощности сигнала (b) в зависимости Усилия многих зарубежных фирм направлены на уменьшение стоимости оптоэлектронных высокочастотных компонентов (программа TRP и др.) и возможности их массового производства Шагом к созданию дешевых оптоэлектронных схем для решения большого количества задач СВЧ диапазонов длин волн является разработка технологии создания полимерных управляемых структур для фазосдвигающих устройств.

Преимуществом полимерных устройств является высокая технологичность изготовления, низкая стоимость, низкая величина диэлектрической постоянной и, соответственно, высокое быстродействие. На основе электрооптических полимерных волноводов могут быть созданы фазосдвигающие управляемые чипы для схем АФАР.

В настоящее время схемы модуляторов на основе интерференционных схем на полимерных электрооптических волноводах достигли частот модуляции 1,6 ТГц при управляющих мощностях единицы-десятки мВт [8].

4.2 Оптическое волокно Длина волны излучения 1,31 мкм находится в одном из диапазонов длин волн, утвержденных Международным союзом телекоммуникаций (ITU). Для этого диапазона длин волн (1260 нм 1675 нм) оптимизировано обычное одномодовое кварцевое волокно типа Corning SMF-28. Оно имеет на этой длине волны практически «нулевую» дисперсию, что приводит к малым изменениям коэффициента преломления в широком диапазоне частот модуляции и, соответственно, к малым изменениям фазы.

Оптические потери на этой длине волны составляют 0,34 dB/км и немного более, чем на длине волны 1,55 мкм, где они составляют 0,24 dB/км. Но для небольших расстояний (десятки метров) это не имеет существенного значения.

Температурная зависимость потерь составляет в диапазоне температур - 600С +850С 0,05 dB/км (по данным фирмы Corning).

Одномодовое волокно следует применять также с целью устранения межмодового взаимодействия в волокне, которое приводит к нестабильности как амплитуды, так и фазы света.

Оптическое волокно SMF-28 используется в отечественных оптических кабелях (ОКЛ – 01, 02; ОКЛК – 01,02 и др.). Это волокно является наиболее технологически отработанным, имеющим высокое оптическое качество и наиболее распространенным в мире.

Введение в оптическое волокно добавок (Ge и др.) для получения новых свойств волокна, например, для смещения длины волны «нулевой» дисперсии приводит к изменению показателя преломления кварца, которое может составлять величину до 10%, а также большей температурной зависимости.

Существенное значение для стабильности фазы является мощность пропускаемого оптического излучения. Повышение выходной мощности более – 10 мВт приводит к нелинейным эффектам в волокне и самомодуляции фазы света вследствие зависимости показателя преломления волокна от интенсивности света.

4.2.1 Оценка температурного ухода фазы модуляции при распространении в волокне На условия распространения оптического излучения в волокне могут влиять различные факторы: деформация оптического волокна, изгибы в волокне, механические колебания, температура, гамма-радиация и т.д.

Эти явления вызывают изменение фазы света, проходящего через волокно.

В связи с тем, что приемо-передающие линии находятся, как правило, в открытой атмосфере, важным является температурная стабильность параметров модулированного оптического сигнала, которая в ряде случаев определяет точностные параметры системы.

В системах АФАР этим параметром является фаза модуляции. Изменение температуры окружающей среды вызывает как изменение коэффициента преломления волокна, так и дополнительное удлинение волокна вследствие теплового расширения. Это приводит к изменению фазы света и, соответственно, к изменению фазы модуляции прошедшего через волокно излучения.

температуры и ее экспериментальное исследование при передаче СВЧ модулированного лазерного излучения (в S-диапазоне) через волокно.

Экспериментальные исследования проводились двумя методами: прямым методом измерения ухода фазы модуляции на частоте 1,97 ГГц в температурном диапазоне -500 +700С и косвенным методом по измерению ухода фазы модуляции света интерферометрическим методом в диапазоне температур +250 +60оС и пересчетом на уход фазы модуляции. Проводилось сравнение полученных данных.

4.2.2 Оптический метод определения ухода фазы модуляции излучения, прошедшего через оптическое волокно при изменении температуры окружающей среды В данной работе будет рассмотрено влияние температуры на параметры проходящего света через волокно с показателем преломления n и длиной l.

Фаза света на выходе характеризуется величиной - постоянная распространения света в вакууме, равная = 2nl (o – длина волны света в вакууме).

Следовательно, фаза света равна:

Внешние условия среды, которые могут изменить n и l ведут к изменению фазы проходящего через волокно света.

Фотодетекторы регистрируют интенсивность падающего на них света. Для измерения фазы света применяют специальные схемы, в частности, схемы интерферометров. Если через интерферометр пропустить когерентное излучение, то на выходе интерферометра происходит когерентное сложение световых колебаний двух плеч интерферометра. Интенсивность выходного сигнала зависит от разности фаз световых колебаний. Соотношение оптической мощности на входе и выходе интерферометра определяется выражением где = 0 +, o – начальная фаза, обусловленная первоначальной установкой и конструктивными особенностями, – изменение фазы вследствие изменения nl.

Если при условии отсутствия других воздействий изменяется температура одного из плеч интерферометра, на выходе интерферометра наблюдается периодическое чередование светлых и темных полос. Фактически такой интерферометр является датчиком температуры. Максимум интерференционной картины достигается при условии = 2m, где m – целое число, а минимум при = 2 (m + 1 2), где m = 0,1,2…, – длина волны света.

Изменение фазы света на выходе составит = (nl ), где (nl) = nl + nl и может быть экспериментально определено по подсчету числа интерференционных полос или теоретически по справочным данным изменения коэффициентов преломления и линейного теплового расширения для используемого оптического волокна.

В данной работе изменение фазы света под воздействием температуры измерялось с помощью волоконного интерферометра Маха-Цандера. Волоконный интерферометр был образован двумя ответвителями, которые имеют один вход и два выхода. Ответвитель представляет собой два волокна, которые на некотором участке L располагаются так близко (расстояние d между ними составляет 2- мкм), что часть излучения из одного волокна переходит в другое. Этот эффект пространственные моды излучения.

Если вводится оптическое излучение интенсивностью Io, то интенсивность, вводимая в другой волновод, равна:

где – разность постоянных распространения света, cd – коэффициент передачи мощности из одного волновода в другой, зависящий от d и L.

Используемые в данной работе ответвители имели коэффициент деления примерно 1:1. Схема измерений показана на рис. 20.

Излучение от п/п лазера 1 через волокно направляется в схему волоконного интерферометра 2, участок одного из плеч подвергается нагреву с помощью печки 6. На выходе интерферометра происходит когерентное смешение излучения, прошедшего через сигнальное и опорное плечо интерферометра, и интенсивность выходного сигнала попадает на фотодетектор 3 и регистрирующий прибор 4.

Рис. 20. Схема измерений температурной фазовой стабильности 1 – п/п лазер с волоконным выходным разъемом, работающий на длине волны 1,33мкм от оптического тестера ОТМ-1 с выходной мощностью 5 дБм, 2 – волоконный интерферометр Маха-Цендера на основе одномодового волокна SMF-28, 3 –фотодетектор ФД-9К, 4 – регистрирующий микроамперметр М- или осциллограф.

При понижении и увеличении температуры плеча интерферометра на выходе регистрирующего прибора наблюдается чередование максимумов и минимумов.

Измеряя изменение температуры и количество интерференционных сменяющихся полос можно определить изменение фазы света при изменении температуры на один градус и на единицу длины волокна.

температуры проводилась, принимая во внимание следующие данные:

- коэффициент преломления сердцевины кварцевого стекла n = 1, ( =1,33 мкм) и n = 1,4675 для эффективной групповой скорости на этой длине волны - длина волны o = 1,31 мкм - коэффициент линейного расширения в диапазоне в диапазоне температур -600 +200 = 2·10-7, +200 +500 = 4·10-7, + 200 +1200 = 5·10-7, в работе [1] для удлинения волокна SMF-28 используется величина 0,5·10-6 0С-1.

- среднее приращение показателя преломления при повышении температуры на 10С (термооптический коэффициент) для SMF-28 составляет 9,210-6, измеренный на = 1,55 мкм [9].

Следует отметить, что изменение термооптических коэффициентов в волокне вносит вклад в изменение фазы света на порядок больше, чем удлинение волокна.

Расчетное значение изменения фазы излучения при изменении температуры на 10С при длине волокна 1 м составило около 15.

Экспериментальное измерение фазы излучения при изменении температуры на 1 градус составило по результатам 5 измерений 15,5, что хорошо согласуется с расчетными данными.

При изменении температуры экспериментальное изменение фазы света составило 11533 рад. Тогда изменение фазы модуляции света с частотой около 2 ГГц во столько раз меньше, во сколько длина волны модуляции больше длины волны света и составит 5,780. Эта величина достаточно хорошо согласуется с экспериментом по прямому измерению ухода фазы модуляции с температурой.

4.2.3 Прямой метод измерения температурного ухода фазы модуляции Экспериментальная схема измерений представлена на рис. 21.

Излучение лазера ДМПО 131-23 (1,31 мкм) модулировалось СВЧ сигналом от измерителя комплексных переходных характеристик Р4-23. Излучение лазера, модулированное СВЧ около 2 ГГц, проходило через волокно, 5 метровый участок которого помещается в климатическую камеру типа 3101-01. Температура в камере изменялась от комнатной до +700С примерно за 3,5 часа в один день и от комнатной температуры до -500С в другой день и измерялась по датчику температуры климатической камеры. Одновременно с измерением температуры измерялась фаза модуляции выходного сигнала с волокна и сравнивалась с фазой управляющего сигнала.

Через волокно модулированное излучение поступало на вход фотоприемного устройства ФПУ ВФМШ 40-012. СВЧ сигнал модуляции с выхода фотоприемного устройства сравнивался по фазе с СВЧ модулирующим сигналом в канале измерителя фазы.

Сдвиг фазы модуляции, град.

График изменения фазы модуляции света от температуры для трех типов волокон представлен на рис. 22. Для удобства построения за «нулевую» точку»

отсчета на графиках принята комнатная температура. Абсолютная фаза модуляции при смене волокна изменялась вследствие некоторой разности длин оптических волокон разного типа.

Результаты исследований показали, что температурная зависимость изменения фазы модуляции для волокна SMF-28 близка к расчетной и измеренной оптическим методом и составляет в выбранном температурном интервале -500 +700С около 60. Температурный ход изменения фазы модуляции для отечественных (разработка НИТИОМ) волокон обоих типов мало отличается.

Однако уход фазы для них значительно увеличивается по сравнению с волокном SMF-28 на краях диапазона, особенно в высокотемпературном интервале.

Методы компенсации температурных уходов фазы модуляции следующие:

1. Включение последовательно с волокном информационного канала оптического волокна такой же длины, уложенного в небольшой термостат, температура которого автоматически меняется при изменении температуры окружающей среды на противоположную по знаку. В связи с тем, что температура окружающей среды не может изменяться быстро, такой метод фазовых компенсаций практически реален.

2. Включение в информационную линию волокна с положительной термооптической постоянной. Недостаток – неотработанность технологий и трудности точной компенсации.

3. Разработка новых типов специальных термостабильных волокон.

Вряд ли они будут лучше чистого кварцевого стекла.

программного обеспечения управления АФАР.

Первый и последний способ представляются наиболее перспективными и дающими возможность создания оптической системы для управления АФАР в ближайшем будущем.

4.3 Лазеры В настоящее время в качестве источников излучения для ВОЛС широко полупроводниковые лазерные диоды (ЛД). Для использования в АФАР предпочтение отдается ЛД, т.к. СИД имеют низкую выходную оптическую мощность в непрерывном режиме (–5….30 мВт). Современные ЛД на гетероструктурах обеспечивают выходную оптическую мощность в непрерывном режиме до 200 мВт. Относительная интенсивность шума RIN= -130…-150 дБ/Гц, что удовлетворяет требованиям доплеровских РЛС.

фазированных решеток целесообразно выбрать длину волны света в ближнем ИК диапазоне, где оптические потери оптического волокна минимальные и существуют волокна с нулевой дисперсией (1,31мкм -1,55 мкм).

В качестве лазеров могут быть использованы как п/п лазеры, так и твердотельные лазеры с диодной накачкой. Преимуществом п/п лазеров является тот факт, что СВЧ модуляция может быть осуществлена в самом лазере.

малогабаритных твердотельных лазеров является высокая возможная выходная мощность излучения (до нескольких сотен милливатт), недостатком – необходимость внешних модулирующих устройств. С другой стороны, максимальная допустимая мощность излучения требует дополнительных исследований с точки зрения допустимых фазовых шумов и, соответственно, долговременной и температурной стабильности фазы модуляции.

4.4 Фотодетекторы Одним из базовых компонентов волоконной оптики, посредством которой осуществляется регистрация оптического излучения, являются приемники оптического излучения. Приемники оптического излучения выполнены на основе фото-чувствительных полупроводниковых элементов, использующих явление фотопроводимости (внутреннего фотоэффекта), которое заключается в увеличении электропроводности при возбуждении светом носителей валентной зоны и зоны проводимости полупроводника. Для применения в ППМ АФАР наиболее приемлемым является приемник оптического излучения на базе р-НЕМТ (High Eleсtron Mobility Transistor) полевого транзистора, т.к. это устройство не требует дополнительных схем обеспечения работы, как у традиционных фотоприемников, таких как микрохолодильники, цепи согласования с СВЧ трактом и т.д. Приемники оптического излучения на базе р-НЕМТ полевых транзисторов имеют чувствительность 0,8-0,9 А/ВТ, требуют входную оптическую мощность 1-1,5 мВт и имеют темновой ток – менее 20 нА. Такие приемники оптического излучения могут применяться в передающем и приемных трактах ППМ.

В качестве высокочастотных фотодетекторов в оптических линиях используются, как правило, PIN- фоодетекторы с чувствительностью 0,3 А/Вт, частотной характеристикой свыше 10 ГГц и допустимой световой мощностью на входе 1 -15 мВт.

Решение проблемы аналого-цифрового преобразования на оптической несущей опирается на 3 подхода к этой проблеме. Первый подход связан с оптической дискретизацией и электронным квантованием для улучшения характеристик электронных АЦП. Достигнуты результаты: более 1 гигавыборки в секунду, максимальное отношение сигнал-шум 74 дБ (12 битов), динамический диапазон более 61 дБ. Данный тип устройств требует преобразование с оптической несущей в СВЧ и введение импульсного лазера с длительностью импульсов менее 50фс.

Вторым типом устройств являются электронно-оптические АЦП.

Модулированная СВЧ сигналом оптическая несущая подается в зависимости от разрядности преобразования на входы нескольких ЭОМ, т.е. делится демультиплексором. При приложении к плечу интерферометра Маха-Цендера соответствующего напряжения происходит рекомбинация фаз и в случае противофазного сложения получаем «0» и сложения в фазе - «1», если интенсивность превышает порог на фотоприемнике. Скорость работы такого АЦП более 1 ГГц с импульсами дискретизации менее 10 пс.

Третьим типом устройств являются устройства основанные на матричных фотоприемниках обеспечивающих съем СВЧ сигнала на высокоскоростные матричные сдвиговые регистры и преобразование сигнала в ненормированный код с последующим преобразованием на электронных однобитных АЦП в код, обеспечивающий последующую обработку в ЭВМ. Во втором типе устройств для снижения скорости ввода информации необходимо либо ступенчатое гетеродинирование оптической несущей промодулированной СВЧ сигналом путем подмешивание оптической несущей промодулированной СВЧ сигналом с более низкой частотой, либо применение метода предложенного в 3-м типе устройств.

4.5 Оценка оптических потерь в тракте Оптические потери в системе складываются из оптических потерь отдельных элементов и потерь на их стыковки.

Оптические потери в волокне системы составляют 0,34 дБ/км. По сравнению с другими потерями эта величина достаточно мала.

Оптические потери на стыковках элементов (4 - 5 элементов) составляют 2-5 дБ на одно соединение, т.е. оптические потери на стыковку элементов в одном канале могут составлять 8 – 25 дБ.

Минимальные (по опубликованным данным) оптические потери в модуляторе при условии достижения полуволнового напряжения находятся в диапазоне от 2 до 4 – 6 дБ.

Следовательно, общие оптические потери в канале составляют около 30 дБ.

Относительные шумы лазерного излучения для твердотельных лазеров с диодной накачкой менее -160дБ/Гц, для п/п лазеров – 140 дБ/Гц ( в паре с PINфотодетектором ). Для уменьшения когерентных шумов в системе следует применять специальные коннекторы со скошенным торцом волокна типа АС/APC.

4.6 Перспективные элементы фотоники на основе кремниевой технологии Другим важным направлением в развитии перспективных фотонных элементов для передающих и приемных систем с фазированными антенными решетками является применение для изготовления кремниевой технологии, которая позволяет технологически организовать соединения фотонных схем с электронными схемами, которые традиционно делаются на основе кремниевой технологии.

Пока коммерческого использования этой технологии не существует, однако в последние годы созданы на основе кремниевой технологии практически все элементы – лазеры, фотодетекторы, разветвители, фазовые модуляторы и модуляторы по интенсивности на основе интерференционной схемы МахаЦендера, кремниевые волноводы и т.д. Удалось также создать монолитные интегральные схемы, соединенные на одной плате с электроникой.

Трудность в изготовлении кремниевых лазеров связана с тем, что в кремнии существует запрещенная энергетическая зона с непрямыми переходами, что приводит к тому, что вероятность безызлучательных переходов становится выше, чем испускание света. Для преодоления этого в кремний был введен эрбий. Если провести дополнительное легирование эрбия кислородом, то в решетке получаются оптически активные ионы.

В результате исследований уже создан как легированный одночастотный лазер, так и перестраиваемые лазеры.

Другой путь повышения эффективности излучения света - снижения количества безизлучательных переходов путем уменьшения диффузии носителей к центрам безызлучательной рекомбинации путем применения нанокристаллов или использования квантовых ям и дефектов кристаллической решетки.

На рис. 23 представлена схема лазера с внешним резонатором и кремниевого волокна с решеткой Брэгга в качестве фильтра для генерируемой длины волны.

Решетка Брэгга изготавливалась путем нанесения бороздок на пластину «кремний на изоляторе», а затем решетка помещалась в волокно, которое стыковалось с чипом усилителя. Решетка Брэгга служила одним зеркалом резонатора лазера, другим являлось зеркало с 90% отражающим покрытием на чипе усилителя.

Генерируемое излучение выходило со стороны 90% отражающего покрытия и попадало в конус одномодового волокна с линзой для увеличения связи между волокном и лазером.

В 2005г. был создан кремниевый лазер непрерывного действия на основе эффекта Рамана. Лазерное излучение (излучение накачки) заводится в волокно, где фотоны поглощаются атомами кристаллической решетки, которые, с одной стороны начинают раскачиваться, образуя колебательные фотоны, с другой стороны, образуются оптические фотоны с меньшей частотой. При поглощении фотона с длиной волны 1,55 мкм образуются оптические фотоны с длиной волны 1,63 мкм. В отличие от эффекта Рамана в обычных волноводах, где требуются очень большие длины волокна, при использовании кремниевого волновода длина взаимодействия уменьшается и составляет несколько сантиметров.(настолько эффективнее взаимодействие в кремнии). Мощность излучения накачки можно увеличивать до определенного предела, пока не начнется двухфотонное поглощение, освобождение двух электронов и поглощение на них как излучения накачки, так и сигнального излучения, что ведет к уменьшению эффективности усиления.

Кремниевый лазер представляет собой pin-структуру, подобную схеме планарного транзистора (рис. 24). Используя лазер накачки мощностью в доли Вт, была получена плотность мощности 25 мВт/ см2.

В связи с трудностями юстировки лазера накачки с кремниевым волноводом была разработана схема гибридного лазера. В таком лазере активным материалом является фосфид индия, расположенный над кремниевым волноводом и отделен от него тонким слоем диэлектрика – оксида кремния. При приложении напряжения между электродами возникает поток электронов и через фосфид индия проходит электрический ток, где в процессе рекомбинации возникают фотоны, которые переходят в волноводный слой. Лазеры работают на длине волны 1,577 мкм с выходной мощностью до 1,8 мВт.

Трудности изготовления быстродействующего модулятора на кремнии связаны с тем, что кремний не является электрооптическим материалом. На базе МОП – конденсатора, встроенного в пассивный кремниевый волновод, удалось создать фазовый модулятор на длину волны 1,5 мкм с частотой 2, ГГц, а на его базе модулятор Маха-Цендера. Все остальные способы получения модуляции (поглощение света на свободных носителях, термоэффект) позволяют работать только на относительно низких частотах.

В 2004г. был продемонстрирован модулятор, работающий на свободных носителях, с частотой модуляции 1 ГГц (Рис. 25). Присутствие свободных носителей в кремнии вызывает изменение коэффициента преломления, что ведет к изменению фазы проходящего света. Прикладывая напряжение к плечу или к обоим плечам интерферометра, производят модуляцию интенсивности на выходе.

Планируется получение частот модуляции до 10 ГГц.

Рис. 25. Модулятор на основе фазосдвигающей схемы На рис. 26 представлен кремниевый фазовый модулятор, основанный на эффекте рассеяния света на сводных носителях заряда.

оптоэлектронике, однако до недавнего времени рабочая длина волны их была ограничена областью 0,4 – 0,7 мкм. Для создания фотодетекторов на кремнии в области длин волн 1,3 и 1,5 мкм, где эти материалы прозрачны, в кремний вводятся примеси германия. Это приводит к увеличению уменьшению ширины запрещенной зоны и увеличению длины волны принимаемого света Рис. 26. Структурная схема оптического кремниевого На рис. 27 представлен фотодетектор на базе оптических волноводов из SiGe.

Оптический волновод формируется выступом из кремния с p-проводимостью (pSi) и располагается перпендикулярно сечению. В области SiGe находится множество квантовых ям.

Рис. 27. Фотодетектор на базе оптических волноводов из SiGe.

Чувствительность достигала 0,1 А/Вт и выше.

Успехи, достигнутые в кремниевой технологии фотонных элементов, позволяют сказать, что через несколько лет эта технология будет ведущей для производства фотонных систем разного функционального назначения.

4. 7. Фотодиоды структуры Металл - Полупроводник - Металл основа фотоники диапазона 100 ГГц Рассмотренные в предыдущих разделах p-n и p-i-n фотодиоды составляют основу современной фотоники, обеспечивая полосу пропускания сигнала до 10 ГГц. Именно ограничение полосы пропускания электроники лимитирует полосу пропускания оптоволокна, составляющую порядка 1 ТГц. Это несоответствие между возможностями фотоприемников и оптоволоконных линий связи существенно тормозит освоение миллиметрового диапазона радиочастот при оптической обработке сигнала антенны.

Как было рассмотрено в предыдущих разделах ограничение полосы фотоприемника связано с накоплением и медленной диффузией носителей заряда в областях с низкой величиной напряженности электрического поля. Диоды Шоттки (металл - полупроводник) не имеют неосновных носителей, а электрическое поле приложено ко всей структуре. Следовательно здесь можно ожидать максимального быстродействия, определяемого только временем пролета носителей между электродами. Поэтому в последнее время наблюдается значительный исследовательский и практический интерес к фотодиодным структурам на основе выпрямляющих контактов в системе металлполупроводник-металл (МПМ).

Структура таких диодов достаточно проста: встречно-штыревые контакты методами фотолитографии формируются на поверхности активного слоя полупроводникового материала, выращенного на полуизолирующей подложке.

Световое излучение, падающее на поверхность МПМ диода, в пределах глубины поглощения создает электронно-дырочные пары, которые разделяются внутренним электрическим полем, создавая фототок во внешней цепи.

Уменьшение расстояния между встречно-штыревыми контактами при одновременном сжатии активной области диода рассматривается как основной технологических методов межконтактный зазор МПМ диода непрерывно уменьшался, переходя в область субмикронных и даже нанометровых размеров.

МПМ детектор с наименьшими размерами контактов (ширина штыря и зазора 25нм) был изготовлен методами электронной литографии. При этом для достижения балансированного влияния времени переноса носителей заряда и емкости МПМ диода с межконтактным зазором 25 нм его активная область уменьшена до 1 1 м, что приводит к трудноразрешимой проблеме фокусирования принимаемого излучения при использовании таких структур в реальном эксперименте. Импульсный отклик такого диода не был измерен, а моделирование в рамках одномерной модели методом Монте-Карло дает ширину полосы пропускания детектора (400 GHz) (-3dB) и постоянную времени=0.25 ps.

Скорость дрейфа носителей в междуэлектродном зазоре близка к скоростям насыщения. В этом случае время дрейфа носителей к соответствующим встречноштыревым контактам будет определяться t- зазор между встречно-штыревыми контактами; - корректирующий коэффициент; V - средняя скорость дрейфа носителей; Ve, Vh - дрейфовая скорость насыщения для электронов и дырок соответственно.

Для GaInAs скорость максимальная носителей заряда равна 2 107 см/с.

4.7.1. Внутреннее поле и динамика транспорта носителей заряда Рассмотрим структуру МПМ диода. На рис. 28 дается расчетное распределение электрического поля в единичной ячейке МПМ фотодиода с величиной межэлектродного зазора 0.1 м. Моделирование показывает, что электрическое поле достаточно сильное в приповерхностной области, но быстро спадает при движении в глубь диода. Так, при напряжении смещения 1.5 В электрическое поле с напряженностью 2В/м находится примерно на глубине 0. м, в то время как на глубине 0.3 м напряженность поля уже в 20 раз меньше.

Сильная неоднородность внутреннего поля планарного МПМ диода с малым зазором приводит к модификации скорости пространственного разделения токовых носителей - дрейфовые скорости носителей заряда зависят от величины напряженности электрического поля, причем более «тяжелые» дырки движутся медленнее электронов. В результате электроны весьма быстро собираются на контактах, поскольку они имеют высокую скорость дрейфа как в области большой напряженности электрического поля, около поверхности диодной структуры, так и в области низких значений поля, в глубине диода. В отличие от дырок, скорость дрейфа которых постоянно спадает при уменьшении поля, скорость дрейфа электронов достигает своей максимальной величины при сравнительно низких полях.

Рис. 28. Распределение электрического поля (цифры у кривых, V/m) в единичной ячейке планарного GaInAs МПМ диода. Напряжение Такое поведение обусловлено особенностями зонной структуры GaInAs:

междолинный переброс электронов из низлежащей Г долины зоны проводимости в энергетически более высокие L и Х долины ведет к снижению их скорости дрейфа. В то же время напряженность электрического поля в активном объеме диода слишком мала для большинства дырок и они движутся при скоростях, значительно меньших скорости насыщения. Между тем в области 0.5-1 м при движении в глубь диода электрическое поле весьма слабое, в том числе и для электронов, скорость их дрейфа здесь также мала. Все же электроны уходят из активной области диода (определяемой глубиной проникновения излучения) гораздо быстрее дырок. Моделирование показывает, что даже после 3 ps, когда все электроны уже покинули активную область диода, довольно много дырок все еще остается внутри диода, приводя к длинному «хвосту» в сигнале импульсного отклика планарного МПМ диода и уменьшенной квантовой эффективности (рис.

29). Таким образом, наряду с технологической сложностью изготовления МПМ структур с субмикронным зазором и трудностями фокусирования принимаемого излучения на малую светочувствительную площадку, основной проблемой таких структур является низкая эффективная глубина проникновения электрического поля в активный объем фотодиода. Как результат скорости дрейфа носителей заряда далеки от насыщения, непостоянны и сильно зависят от местоположения носителей заряда. Следует также заметить, что в планарных МПМ структурах с субмикронным и нанометровым зазором дистанции дрейфа фотогенерированных носителей заряда определяются не столько расстоянием между контактами, сколько глубиной проникновения принимаемого излучения, и примерно равны зазору между контактами только для носителей, которые фотогенерированы непосредственно в приповерхностной области диода (рис. 30). Дистанция дрейфа других носителей заряда к соответствующим контактам намного больше. В результате импульсный отклик детектора, несмотря на очень малый межэлектронный зазор, в значительной степени затягивается из-за влияния медленной компоненты дырочного тока (рис.29).

При этом FWHM (полная ширина сигнала импульсного отклика, измеренная на половине его амплитуды) равна 2.8 ps, а время спада отклика диода (по уровню 90-10%) составляет 5.5 ps. Увеличение напряжения смещения приводит лишь к незначительному улучшению рассматриваемой ситуации. Хотя скорость дрейфа дырок растет при увеличении смещения, в то же время скорость электронов несколько падает относительно своего пикового значения. Необходимо приложить еще большее напряжение смещения, чтобы компенсировать резкий спад напряженности поля в субмикронных структурах и достичь скоростей насыщения для большинства токовых носителей. Однако большое напряжение на обратно-смещенном барьере Шоттки приводит к высоким значениям напряженности поля на концах встречно-штыревых контактов, что ведет к лавинному пробою перехода. По этим причинам для достижения всех преимуществ структур с малым (доли микрона) межконтактным зазором фотогенерация носителей тока должна быть ограничена только приповерхностной областью полупроводника, т. е. областью сильного поля. МПМ диоды на основе многослойных полупроводниковых структур довольно широко используются в качестве детекторов оптического излучения на длинах волн 1.3 - 1.6 м. Обычно тонкий слой широкозонного полупроводникового материала вводится между светопоглощающим GaInAs и металлом Шоттки контакта, чтобы уменьшить темновой ток МПМ диода вследствие низкой высоты естественного барьера на GaInAs.

Рис. 29. Импульсный отклик Рис.30. Распределение планарного GaInAs МПМ на длинне электронов/дырок в единичной волны 750 нм. Ширина электрода и ячейке GaInAs МПМ диода в первый межэлектродный зазор 100 нм, момент после прибытия импульса напряжение смещения 1.5 В. оптического возбуждения на длине Рис. 31. Разрез InP/GaInAs гетерофотодиодной структуры. 1 – встречноштыревые контакты, 2 – 100 нм InP, 3 – 800 нм GaInAs, 4 – 300 нм InP (буфер), 5 – полуизолирующая подложка InP.