«КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ по дисциплине Системы и сети телевидения (Цифровое телевидение, часть 1) для студентов специальности 7.050901 — Радиотехника дневной и заочной форм обучения Севастополь 2012 2 УДК 621.397 Конспект лекций ...»

телевидения Подлежащий преобразованию аналоговый сигнал поступает на вход цифровой ТВ системы (см. рисунок 1.3).

Рисунок 1.3 — Обобщенная структурная схема ЦТС Этот сигнал подвергается предварительной обработке для упрощения последующих цифровых преобразующих устройств. Например, полный цветовой сигнал разделяется в устройстве предварительной обработки на сигнал яркости и цветоразностные сигналы с тем, чтобы цифровые преобразования производились с каждым из трех сигналов отдельно. Можно ввести в аналоговый сигнал определенные предыскажения для улучшения субъективного качества выходного изображения и т.п. Несмотря на то, что многие из этих предварительных операций по обработке могут быть сделаны и в цифровой форме, на определенном этапе развития технически проще их выполнять в аналоговой форме. Далее, подготовленный для преобразования аналоговый сигнал поступает на кодирующее устройство, в котором он дискретизируется, квантуется и предварительно кодируется. Как указывалось, в полученном таким образом сигнале содержится значительная избыточность, которая может быть в определенной степени сокращена дополнительным, более эффективным кодированием перечисленными выше методами компрессии. Затем цифровой сигнал подвергается так называемой прямой коррекции ошибок, выполняемой в устройстве канального кодирования, и, наконец, поступает на выходной преобразователь (например, на модулятор передающего устройства). В приемном устройстве осуществляются обратные операции.

зависимости от задач, стоящих перед цифровой системой, она может видоизменяться. Например, система вообще не будет содержать аналоговых звеньев, если использовать преобразователи свет-сигнал и сигнал-свет, генерирующие и преобразующие сигнал в цифровом виде. В другом случае могут отсутствовать устройства, повышающие помехоустойчивость сигнала в каналах связи. Это допустимо при отсутствии протяженных линий связи и, в частности, при цифровой обработке сигнала внутри одного телецентра. В том же случае не обязательны в устройства, устраняющие в ТВ сигнале избыточность и сокращающие цифровой поток.

1.4. Дискретизация телевизионного сигнала Дискретизация — первая операция из всего комплекса преобразований аналогового сигнала в цифровой. Рассмотрим факторы, определяющие выбор частоты дискретизации.

Согласно теореме Котельникова: «частота дискретизации fд должна быть в два раза больше граничной (максимальной) fгр». Второе важное соображение, которое необходимо учитывать — частота дискретизации должна быть целым кратным от частоты строк, чтобы на периоде строки помещалось целое число отсчетов сигнала.

описывающей студийный стандарт компонентного цифрового видеосигнала, выбраны полоса частот сигнала яркости 5,75 МГц и частота дискретизации для этого сигнала 13,5 МГц. Эта частота равна 858-й гармонике строчной частоты 15625 Гц стандарта 625/50/2:1 и 864-й гармонике частоты 15734 Гц стандарта 525/59,49/2:1. Для цветоразностных сигналов выбрана частота дискретизации 6,75 МГц. При этом достигается фиксированная относительно телевизионная растра структура отсчетов. Они располагаются в узлах прямоугольной решетки образуя так называемую ортогональную структуру дискретизации (см. рисунок 1.4). Полное число отсчетов сигнала яркости в строке 864, а число отсчетов каждого цветоразностного сигнала — 432, а в активной части строки соответственно 720 отсчетов сигнала яркости и по отсчетов сигналов цветности.

Рисунок 1.4 — Ортогональная структура дискретизации (Х — отсчеты сигнала яркости; О — отсчеты сигнала цветности) Исходный сигнал u(t) после дискретизации можно представить в виде суммы где — дельта-функция;

Т — период дискретизации.

Если (1.4) подвергнуть преобразованию Фурье, то S(f) и S(fд) – спектры исходной и дискретной функций.

Из (1.5) следует, что спектр дискретизированного сигнала представляет собой сумму исходного спектра (n = 0) и «побочных» или дополнительных спектров того же вида, но сдвинутых один относительно другого на fд, 2fд, …и т.д. (см. рисунок 1.5).

Рисунок 1.5 — Спектр сигнала после дискретизации Из рисунка видно, что с помощью идеального фильтра нижних частот (ФНЧ) с частотой среза fфнч можно выделить спектр исходного сигнала, если выполняются условия Таким образом, при полосе частот яркостного сигнала, составляющей 5,75 МГц, частота дискретизации должна быть выбрана не менее 12,5 МГц, а для цветоразностных сигналов — 6,75 МГц.

Рисунок 1.6 — Перекрытие спектров при fд < 2fгр По аналогии с аналого-цифровым преобразованием композитных сигналов PAL и NTSC, где частота дискретизации выбиралась равной учетверенной частоте цифровой поднесущей, частоту 13,5 МГц также называется «четверкой», а частоту 6,75 МГц — «двойкой». Таким образом, полный цифровой компонентный видеосигнал из Рекомендации ВТ. описывается формулой «4:2:2».

Компоненты его называются Y, CB, CR и связаны с исходными Y, R-Y, BY следующими соотношениями:

Рисунок 1.7 — Структура отсчетов компонентного сигнала Y, CB, CR (Х — отсчеты сигнала яркости; О — отсчеты сигнала цветности) На рисунке 1.7 показаны примеры часто используемых форматов дискретизации. Цифры в названиях форматов определяют соотношение яркостной и цветовой четкости по вертикали и горизонтали.

4:2:2 — на четыре отсчета сигнала яркости приходится по два отсчета сигнала цветности в четных и нечетных строках.

4:2:0 — на четыре отсчета сигнала яркости приходится по два отсчета сигнала цветности в четных строках и ни одного в нечетных.

Как видно из рисунков в форматах 4:2:2 и 4:2:0 цветовая четкость по горизонтали в два раза меньше, чем яркостная. В форматах 4:2:2 и 4:1: цветовая четкость по вертикали такая же, как и яркостная. В формате 4:2: цветовая четкость по вертикали в два раза меньше, чем яркостная. Ясно, что в формате 4:4:4 яркостная и цветовая четкость равны в обоих направлениях, а формат 4:0:0 — черно-белое телевидение. На рисунке 1.7 отсчеты СR и СB совпадают по горизонтали с нечетными отсчетами сигнала яркости. Общее число отсчетов в цифровой строке составляет 1440, в том числе 720 отсчетов яркости и по 360 — каждого из цветоразностных сигналов. Когда к изображения 16:9, частоту дискретизации для этого сигнала пришлось увеличить в 4/3 раз, до 18 МГц.

Благодаря усилиям 11-й Исследовательской Комиссии ITU удалось стандартизовать цифровой сигнал не только стандартного, но и высокого качества. Основой части II принятой «Рекомендации ВТ.709-3 является устанавливающий некоторые общие значения параметров ТВЧ сигнала для американского и европейского стандартов с частотой полей соответственно 50 и 60 Гц.

Несомненным достижением является тот факт, что в стандарте зафиксированы основные параметры разложения (19201080 пикс., формат 16:9), частоты дискретизации сигналов яркости (74,25 МГц) и цветности (37,125 МГц), скорость цифрового потока 1,485 Гбит/с.

Выбор числа уровней квантования видеосигнала в значительной степени определяется характеристиками зрительной системы человека.

Максимальное воспринимаемое отношение яркостей 100:1 соответствует примерно 230 градациям яркости. Ближайшая степень двойки 256 = 28, и в первой редакции Рекомендации ВТ.601 было принято 8-битовое квантование.

Однако получающееся при этом предельное отношение сигнал-шум 56,8 дБ не удовлетворяет многим высококачественным применениям, и в дополнение к 8-битовому квантованию было введено 10-битовое. Результирующая скорость цифрового потока сигнала «4:2:2» с 10-битовьгм кодированием и форматом кадра 4:3 составляет 13,5·106·10 + 2·6,75·106·10 = 270 Мбит/с (для формата 16:9 соответственно 360 Мбит/с).

1.5. Квантование телевизионного сигнала Квантование сигнала по уровню заключается в нахождении для каждого отсчета сигнала ближайшего к нему уровня квантования из используемого набора уровней квантования или, говоря проще, округлении значений отсчетов сигнала до ближайших уровней квантования. Количество уровней квантования N связано с числом двоичных разрядов АЦП n соотношением ‚ NКВ = 2n.

На рисунке 1.8,а показан дискретный сигнал, содержащий 256 отсчетов (отдельные отсчеты в этом масштабе не различимы), значения уровня сигнала измеряются в вольтах и изменяются непрерывно, т.е. квантования нет. На рисунке 1.8,б показан тот же сигнал после квантования с числом двоичных разрядов n = 4, т.е. имеющий 16 уровней квантования. На рисунке 1.8,в показаны значения величины ошибки u, вносимой в сигнал операцией квантования. При этом предполагается, что квантование осуществляется путем усечения значения сигнала до ближайшего снизу уровня квантования.

Величина ошибки квантования u изменяется в пределах от 0 до h.

Рисунок 1.8 — Сигнал до квантования (а), сигнал после квантования (б), Ошибка квантования является случайной величиной, поэтому ее часто называют шумом квантования. На изображении шум квантования может проявляться различным образом в зависимости от характера изменений яркости или цвета на данном участке изображения.

На участках, состоящих из мелких деталей, квантование приведет к случайным изменениям их яркости или цвета. На участках изображения с плавным изменением уровня видеосигнала квантование может привести к возникновению ложных контуров по тем линиям, на которых уровень видеосигнала переходит с одного уровня квантования на другой.

Равномерное квантование телевизионного сигнала, вообще говоря, не является наилучшим. Это обусловлено в первую очередь свойствами зрительного аппарата человека. В соответствии с экспериментальным законом Вебера-Фехнера пороговое превышение яркости объекта над фоном, при котором объект различается наблюдателем, равно 1,5…2,0% от величины яркости фона В0. Таким образом, с ростом яркости фона растет и порог ВПОР. Отсюда следует, что в области значений телевизионного сигнала, близких к уровню черного, шаг квантования должен быть меньше, чем в области, близкой к уровню белого.

Однако техническая реализация неравномерного квантования существенно сложнее, чем равномерного. Вместо использования переменного шага квантования обычно выполняют предварительное нелинейное преобразование видеосигнала — гамма-коррекцию. При этом решается одновременно две задачи. Во-первых, корректируется нелинейность передаточной характеристики кинескопа и обеспечивается оптимальная форма передаточной характеристики всего тракта телевизионной системы «от света до света». Во-вторых, уменьшается влияние ошибок квантования при малых уровнях яркости изображения.

Передаточная характеристика гамма-корректора описывается соотношением где UВХ и UВЫХ — напряжения сигналов на входе и на выходе гаммакорректора; UВХ и UВЫХ — максимальные значения диапазонов напряжений сигналов на входе и выходе гамма-корректора; = 0,42…0,48 — показатель гамма-коррекции.

График передаточной характеристики гамма-корректора для, равного 0,45, показан на рисунке 1.9.

Рисунок 1.9 — Передаточная функция гамма-корректора В системах цифрового телевидения, как правило, применяется равномерное квантование прошедших гамма-коррекцию сигналов с числом двоичных разрядов АЦП n = 8, что дает количество уровней квантования NКВ = 256. При этих условиях шум квантования на изображении практически незаметен. В последние годы все чаще применяется квантование с числом двоичных разрядов n = 10, что позволяет еще улучшить качество изображения.

Произведя «нумерацию» уровней квантования, можно передавать не сами уровни, а их значения по шкале уровней в двоичном коде. Полученная в результате этого преобразования импульсная последовательность является групповым ИКМ сигналом.

На выходе АЦП полученный номер уровня квантования представляется в виде двоичного числа, т.е. выполняется кодирование (оцифровка). При числе разрядов АЦП, равном 8, значения цифрового сигнала представляются числа ми от 00000000 до 11111111 в порядке нарастания их величины.

Число уровней квантования в цифровом сигнале может изменяться.

Пусть, например, цифровой сигнал имел число двоичных разрядов n = 8, а в результате повторного квантования этого сигнала число разрядов уменьшается до n = 4. При выполнении этой операции сначала производится округление каждого 8-разрядного числа до ближайшего 8-разрядного числа, у которого 4 младших разряда равны 0. Так, число 10101010 округляется до 10110000, а число 11010011 — до числа 11010000. Затем 4 младших разряда отбрасываются, и остаются числа 1011 и 1101, соответственно.

Обратную операцию, при которой число двоичных разрядов в цифровом сигнале увеличивается, будем называть деквантованием. Самый простой вариант выполнения деквантования — добавить справа к каждому числу, входящему в цифровой сигнал, нужное количество нулей. Тогда числа из приведенного выше примера превратятся снова в 10110000 и 11010000, но точные значения их младших разрядов, потерянные при повторном квантовании, восстановить нельзя. Поэтому следует запомнить, что квантование вносит необратимые искажения в сигнал. Отметим также, что в последующем изложении повторное квантование, как правило, будет называться просто квантованием.

В Рекомендации 601 для всех сигналов предусмотрено число разрядов квантования n = 8, что дает число уровней квантования Nкв = 256. При этом уровню черного сигнала яркости соответствует 16-й уровень квантования, а номинальному уровню белого — 235-й уровень квантования. 16 уровней квантования снизу и 20 уровней квантования сверху образуют резервные зоны на случай выхода значений аналогового сигнала яркости за пределы номинального диапазона. Особые назначения имеют 0-й и 255-й уровни квантования. С помощью соответствующих им кодов передаются сигналы синхронизации. Аналого-цифровое преобразование сигнала яркости описывается соотношением где ЕY — аналоговый сигнал яркости, изменяющийся в диапазоне от 0 до 1 В (штрих, как это принято в технической литературе по телевидению, означает, что сигнал прошел гамма-коррекцию); Y — цифровой сигнал яркости, изменяющийся в диапазоне от 16 до 235; Round(X) — операция округления числа X до целого.

При квантовании цветоразностных сигналов также предусматриваются резервные зоны — по 16 уровней квантования сверху и снизу. На АЦП компрессированные цветоразностные сигналы, формируемые в соответствии с соотношениями Уровни сигналов ЕCR и ЕCB изменяются в диапазоне от – 0,5 В до 0,5 В.

Аналого-цифровые преобразования цветоразностных сигналов, в результате которых получаются цифровые цветоразностные сигналы CR и CB, выполняются в соответствии со следующими соотношениями максимальные отклонения от нулевого значения в положительную и отрицательную стороны примерно одинаковы, 128-й уровень квантования должен соответствовать нулевому значению этих сигналов. Старший бит в цифровом цветоразностном сигнале показывает полярность аналогового цветоразностного сигнала.

На рисунке 1.10 показано соответствие между уровнями аналоговых телевизионных сигналов и уровнями квантования для обычного тестового изображения в виде восьми цветных полос.

Рисунок 1.10 — Соответствие между уровнями аналоговых телевизионных сигналов и уровнями квантования по Рекомендации ITU-R ВТ В состав цифрового телевизионного сигнала согласно Рекомендации ITU-R ВТ 601 входят синхросигналы. Перед началом активного участка каждой строки в конце строчного гасящего импульса передается синхросигнал «Начало активной строки — НАС» (SAV — Start Active Video), а после окончания активного участка каждой строки в начале строчного гасящего импульса передается синхросигнал «Конец активной строки — КАС» (EAV — End Active Video) (рисунок 1.10). Каждый из сигналов содержит 4 символа, в том числе один символ единиц, два символа нулей (уровни квантования соответственно 1024 и 0, не используемые для видеоданных) и информационный символ, указывающий на тип сигнала и перемежение. Распознавание синхросигналов производится по 8 старшим битам. При выбранной частоте дискретизации 13,5 МГц и стандарте разложения 625 строк на периоде строки укладываются 864 периода, из которых для передачи полезных данных используются только 720, называемые активной частью строки. Начало цифровой строки совпадает с серединой переднего фронта строчного синхроимпульса. Чтобы передать отсчетов сигнала яркости и по 360 отсчетов сигналов СR и СB, тактовая частота выбирается равной 27 МГц (для формата сигнала 16:9 частота дискретизации 18 МГц и тактовая частота 36 МГц). В стандарте 525 строк число циклов несколько меньше, но активная часть строки содержит те же 720 периодов, и формат передачи данных одинаков.

Рисунок 1.11 — Структура цифровой строки стандарта 625/50/2: 1.6. Формирователи цифровых телевизионных сигналов Рассмотрим два варианта структурной схемы формирователя цифрового телевизионного сигнала в соответствии с Рекомендацией ITU-R ВТ 601. В устройстве (см. структурную схему на рисунке 1.12,а) сигналы основных цветов ЕR, ЕG, ЕB с источника телевизионных сигналов Сформированные сигналы Е’R, Е’G, Е’B в кодирующей матрице (КМ) преобразуются в сигнал яркости Е’Y и цветоразностные сигналы E’R-Y, E’B-Y.

далее эти сигналы преобразуются АЦП в цифровые сигналы Y, CR, CB, соответственно. На входах АЦП имеются дополнительные аналоговые узлы, выполняющие масштабирование и сдвиг сигналов. Число разрядов каждого АЦП, как правило, равно восьми. Синхроимпульсы (СИ) развертки источника ТВ сигналов поступают на формирователь цифровых СИ (ФЦСИ), вырабатывающий синхросигналы НАС и КАС. Кроме того, СИ используются для синхронизации генератора тактовых импульсов (ГТИ), который вырабатывает импульсы с частотами 27, 13,5 и 6,75 МГц, поступающие на другие узлы устройства. ГТИ содержит схему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), с помощью которой обеспечивается требуемое количество периодов тактовых импульсов за период строчной развертки источника ТВ сигналов.

Рисунок 1.12 – Варианты структурной схемы формирователя цифрового Мультиплексор (MS) в заданной последовательности передает на выход цифровые сигналы Y, CR, CB и цифровые синхросигналы. В результате на выходе устройства оказывается сформированным цифровой телевизионный сигнал (ЦТС).

В другом варианте устройства (рисунок 1.12,6) сигналы основных цветов ЕR, ЕG, ЕB сразу преобразуются в цифровые сигналы Rd, Gd, Bd, соответственно. При этом каждый АЦП должен иметь, по меньшей мере, 10, а лучше 12 двоичных разрядов.

Далее цифровые сигналы Rd, Gd, Bd поступают на цифровые гаммакорректоры (ЦГК), в которых выполняются нелинейные преобразования.

Число двоичных разрядов прошедших гамма-коррекцию цифровых сигналов R’d, G’d, B’d равно 8. Затем сигналы R’d, G’d, B’d в цифровой кодирующей матрице (ЦКМ) преобразуются в цифровой сигнал яркости Y и цифровые цветоразностные сигналы CR и CB.

Формирование синхросигналов и тактовых импульсов и работа мультиплексора осуществляются аналогично первому варианту устройства.

Выполнение гамма-коррекции цифровыми средствами обеспечивает более точное задание требуемой функции преобразования, но при этом необходимы имеющие больше двоичных разрядов и, следовательно, более дорогие АЦП.

специализированных БИС, которые можно использовать, например, в устройствах оцифровки и ввода телевизионных сигналов в персональные компьютеры. Так, фирма PHILIPS производит БИС SAA7111A, в которой выполняются преобразование в цифровую форму ПЦТС или отдельных сигналов яркости и цветности, цифровое декодирование сигнала цветности всех распространенных стандартов цветного телевидения и формирование выходных цифровых сигналов в соответствии с Рекомендацией 601 с форматами 4:2:2 и 4:1:1. Тактовая частота 27 МГц вырабатывается встроенным генератором с ФАПЧ и привязывается к частоте строчных синхроимпульсов входного телевизионного сигнала. Гамма-коррекция не требуется, так как в цифровую форму преобразуется ПЦТС, пришедший с телевизионной студии, где он прошел гамма-корректор.

Перейдем к передаче цифрового телевизионного сигнала.

Рекомендацией ITU-R ВТ 656 предусмотрены два варианта интерфейса для этой цели: параллельный видеостык и последовательный видеостык.

1.7. Цифровые интерфейсы в телевидении Цифровым интерфейсом, или стыком, называется точка соединения двух приборов, в которой данные передаются от одного прибора к другому.

Чтобы обеспечить быстрое и надежное соединение без подстройки параметров, оба прибора должны соответствовать единым требованиям к точке стыка. В интерфейсах, как ни в какой другой области цифровой техники важна стандартизация.

Соединение может быть однонаправленным, или симплексным, когда данные передаются только в одном направлении, и двунаправленным, или дуплексным, когда передача данных происходит в обоих направлениях.

Возможна еще полудуплексная работа, когда данные передаются в обоих направлениях, но не одновременно, а с разделением по времени. Понятно, что сигналы реального времени (телевидение, звуковое вещание) могут передаваться только в симплексном режиме.

Для описания любого цифрового интерфейса необходимо указать:

а) протокол обмена данными;

б) электрические сигналы — напряжения, токи, входные и выходные сопротивления;

в) физическое соединение — вид соединителя (штыревой или гнездный), крепление.

Поток цифровых данных, сформированный канальным передатчиком, не содержит каких-либо сведений об адресате, содержании и характеристиках кодирования сообщения. Принять его можно, только зная заранее указанные характеристики и настроив на них приемник. Если часть передачи по каким-либо причинам не принята, нужно предусмотреть возможность сообщить об этом отправителю и запросить повторение поврежденного сообщения. Эти проблемы разрешает протокол — стандартизованная процедура установления, поддержания и прекращения цифрового соединения, определяющая процедуру передачи управляющей информации и данных, механизм выбора указанной процедуры из списка возможных, структуру и способ кодирования блоков данных.

используемые в цифровом вещании.

Параллельный интерфейс применяется в студийном оборудовании для коротких соединений, поэтому стоит остановиться несколько подробнее на стандартизованного в Рекомендации ВТ.656 и в аналогичном ей стандарте SМРТЕ-125М.

При выбранной частоте дискретизации 13,5 МГц и стандарте разложения 625 строк на периоде строки укладываются 864 периода, из которых для передачи полезных данных используются только 720, называемые активной частью строки. Начало цифровой строки совпадает с серединой переднего фронта строчного синхроимпульса. Чтобы передать отсчетов сигнала яркости и по 360 отсчетов сигналов СB и СR, тактовая частота выбирается равной 27 МГц (для формата сигнала 16:9 частота дискретизации 18 МГц и тактовая частота 36 МГц). Отсчеты передаются в коде БВН в следующем порядке: СВ, Y,СR, Y... В старой версии стандарта разрядность квантования составляла бит, и была предусмотрена возможность добавления двух младших разрядов после запятой. В ныне действующей 10-битовой версии по каналу всегда передаются 10 битов, и в случае 8-битового сигнала последние два бита обнуляются. Из общего числа 1024 уровня для передачи непосредственно отсчетов видеосигнала яркости используются 877 (с 64-го по 940-й), запас сохраняется как допуск на отклонения размаха исходного сигнала и выбросы фильтров. Сигналы цветности передаются в пределах уровней, центрированных относительно среднего уровня 512.

Компонентный цифровой сигнал «4:2:2» содержит 10 отдельных битовых потоков, которые передаются по отдельным парам многожильного кабеля специальной конструкции. По отдельной паре передаются сигналы тактовой синхронизации, еще несколько проводов используются для экранирования и заземления. Максимальная длина кабеля без коррекции амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) 50 м, с коррекцией — не более 300 м, номинальный импеданс нагрузки составляет 110 Ом. Синхронизация осуществляется нарастающим фронтом тактового импульса, который должен соответствовать середине бита данных.

Параметры цифрового интерфейса DVB-SPI (Synchronous Parallel Interface — синхронный параллельный интерфейс), разработанного на основе компонентного параллельного стыка специально для передачи транспортного потока MPEG-2.

Из популярных параллельных интерфейсов следует упомянуть еще RS422 и М2Р. RS422 имеет статус «рекомендованного стандарта» (RS — Recommended Standard), т.е. он не принят ни одним уполномоченным органом, поэтому разные производители оборудования по-разному трактуют некоторые его параметры. Обычно в стандартах группы RS нормированы электрические и электромеханические параметры, но не регламентированы жестко форматы передачи данных и протоколы стыка. В RS422 передача осуществляется по балансным линиям, дифференциальное напряжение составляет от 2 до 7 В.

Область его использования заметно сокращается в пользу SPI. Схожие с характеристики имеет нестандартизованный параллельный интерфейс компании NDS под названием «NDS422 параллельный», у него также оригинальное распределение контактов и отсутствует сигнал подтверждения действительности данных.

Интерфейс М2Р разработан и применяется компанией Harmonic (бывш.

DiviCom), он использует тактовые, информационные и вспомогательные сигналы, аналогичные SРI, но уровни сигналов соответствуют RS422, а считывание данных производится по заднему фронту тактовых импульсов.

Последовательный интерфейс. При использовании последовательного интерфейса тактовая частота отдельно не передается, а выделяется на приеме из полезных данных.

Рисунок 1.13 — Выделение тактовых импульсов из передаваемого последовательно цифрового сигнала Один из простейших способов восстановления тактовой частоты при приеме цифрового сигнала, передаваемого по последовательному каналу, иллюстрируется структурной схемой, показанной на рисунок 1.13.

Принимаемый цифровой сигнал (рисунок 1.13,а), состоящий из последовательности «единичных» и «нулевых» уровней, поступает на формирователь импульсов (ФИ), вырабатывающий короткие импульсы на каждый положительный и отрицательный перепад напряжения в сигнале (рисунок 1.13,6). Расширитель импульсов (РИ) преобразует короткие импульсы в импульсы, длительность которых равна половине периода узкополосный фильтр (УПФ), настроенный на тактовую частоту. На выходе фильтра выделяется синусоидальный сигнал тактовой частоты (рисунок 1.13,г), который затем преобразуется усилителем-ограничителем (УОгр) в прямоугольные импульсы (рисунок 1.13,д), используемые для тактирования принимаемого сигнала.

Как видно из временных диаграмм, в случае, если в принимаемом цифровом сигнале подряд идут несколько битов с одинаковыми значениями, то на выходе формирователя импульсов в течение этого отрезка времени нет сигналов, и выходные тактовые импульсы продолжают формироваться за счет наличия затухающего гармонического колебания на выходе узкополосного фильтра. Это накладывает ограничения на передаваемый сигнал, так как передача достаточно длинных последовательностей нулей или единиц приведет к прекращению формирования тактовых импульсов.

Кроме того, в начале передачи цифрового сигнала амплитуда колебаний на выходе узкополосного фильтра нарастает постепенно, поэтому имеет место некоторая задержка до появления тактовых импульсов на выходе устройства синхронизации.

Для преодоления указанных трудностей в системах передачи цифровых сигналов по последовательным каналам связи выполняется дополнительное преобразование передаваемых данных (канальное кодирование), в результате которого количество передаваемых подряд нулей или единиц ограничивается.

В наиболее распространенном последовательном интерфейсе SDI (Serial Digital Interface — описанном в Рекомендации ВТ.656 и стандарте SМРТЕ-259М, для повышения надежности выделения тактовой частоты используется инвертированный код БВН и сверточное скремблирование. В качестве исходного используется цифровой компонентный сигнал «4:2:2» в параллельном формат.

Входной 10-битовый сигнал записывается в параллельной форме в регистр сдвига с тактовой частотой 27 МГц, считывается последовательно с тактовой частотой 270 МГц и поступает на скремблер. Генерация синхронной частоты 270 МГц осуществляется путем подстройки в схеме ФАПЧ частоты управляемого генератора по входной тактовой частоте МГц. Специальный детектор синхрослов обнаруживает комбинации SAV и EAV и следит, чтобы они кодировались правильно независимо от разрядности передаваемого сигнала. Скремблирование осуществляется путем подачи на ЛЭ «исключающее ИЛИ» текущего бита и двух предшествующих, отстоящих от него на 5 и 9 тактовых интервалов. Соответствующий порождающий многочлен имеет вид: g(х) = G1·G2, где G1 = x9 + x4 + 1, G2 = x + 1. Второй сомножитель G2(х) описывает логическое инвертирование полученного сигнала, которое изменяет состояние сигнала при каждом появлении логической единицы (рисунок 1.14).

Информация в таком сигнале содержится в переходах, а не в самих импульсах, и потому не зависит от полярности сигнала. Это важное свойство SDI-сигнала, позволяющее использовать в канале как неинвертирующие, так и инвертирующие устройства.

На приемной стороне все операции производятся в обратном порядке.

В приемном регистре сдвига обнаруживаются сигналы SAV и EAV, которые управляют процессом синхронизации и перезапускают последовательнопараллельный преобразователь.

Выделенный сигнал тактовой частоты делится на 10 и получившийся сигнал 27 МГц используется как сигнал цикловой синхронизации для считывания данных на выходе приемника. Как и в параллельном интерфейсе, интервал между SAV и EAV не используется для передачи видеоданных и звукоданными.

интерфейс с длиной кодового слова 8 бит, описанный в ранней версии Рекомендации ВТ.656. В этом интерфейсе 8-битовые слова кодировались в 9битовые комбинации, которые затем передавались с тактовой частотой МГц. Однако с постепенным переходом профессиональной цифровой видеотехники на 10-битоное кодирование он был вытеснен более удобным 10-битовьтм интерфейсом.

Интерфейс SDI широко используется для соединения различных устройств в пределах здания и между близко расположенными зданиями.

Такой сигнал легко коммутировать, корректировать, контролировать.

Соединение осуществляется по 75-омному коаксиальному кабелю с помощью простых и очень надежных соединителей BNC, обеспечивающих хорошее согласование в полосе частот до 600 МГц. С 75-омным кабелем можно использовать как 75-омные с тонким центральным проводником, так 50-омные несогласованности не падало ниже 15 дБ.

К недостаткам SDI можно отнести чувствительность к фазовому дрожанию. Оно измеряется в долях тактового интервала (ТИ), который для компонентного SDI сигнала составляет 1 / 270 МГц = 3,7 нс. Низкочастотные (ниже 10 Гц) отклонения фронтов импульсов от номинальных временных позиций иногда называют качанием (wander) или дрейфом (drift), они в меньшей степени влияют на процесс синхронизации, так как стробирующий (тактовый) сигнал претерпевает те же смещения, что и стробируемая сигнальная последовательность. В области частот выше 10 Гц различают фазовое дрожание двух типов — общее дрожание (timing jitter) как абсолютное смещение фронтов относительно номинала, и высокочастотное дрожание, или дрожание синхронизации (alignment jitter) — смещение фронтов импульсов относительно выделенного из сигнальной последовательности сигнала тактовой частоты. Нижняя частотная граница высокочастотного дрожания определяется полосой пропускания фильтра в цепи АПЧ. Рекомендация ITU-Р ВТ.1363 устанавливает для общего дрожания допустимое значение 0,2 ТИ (рассматривается возможность увеличения нормы до 1 ТИ) и для высокочастотного дрожания — не более 0,2 ТИ ( пс). Увеличение высокочастотного дрожания свыше допустимого приводит к нарушению синхронизации и при приближении к 1500 пс к ее полному срыву. На рисунке 1.15 показаны пределы допустимого фазового дрожания на выходе SDI приемника.

Рисунок 1.15 — Пределы допустимого фазового дрожания в сигнале SDI:

а — общее дрожание; б — высокочастотное дрожание Заслуживают упоминания еще несколько последовательных цифровых интерфейсов, используемых для передачи дополнительных данных, вводимых в цифровой телевизионный сигнал.

Асинхронный последовательный интерфейс RS232, как следует из его названия, имеет статус «рекомендованного стандарта» и может претерпевать небольшие отклонения в разных реализациях. Общепринятыми являются небалансное соединение, асинхронная дуплексная передача данных между одним передатчиком и одним приемником, предельная скорость передачи данных 115,2 кбит/с. Практически используются скорости 19,2 и 38,4 кбит/с, максимальное расстояние 15 м. Логическая «1» передается напряжением отрицательной полярности амплитудой от 5 до 15 В, логический «0» таким же напряжением положительной полярности, соединитель 9-контактный типа DB-9, широко используемый в персональных компьютерах.

Синхронный последовательный интерфейс RS422 также является «рекомендованным стандартом», но, в отличие от RS232, опирается на стандартизованный МСЭ электрический стык V.11. Передача осуществляется по балансной линии в дуплексном или полудуплексном режиме, разностное напряжение амплитудой от 2 до 6 В одной полярности соответствует логической «1», противоположной полярности — логическому «0».

Максимальная скорость передачи данных 10 Мбит/с может поддерживаться на расстоянии до 15 м, со скоростью 100 кбит/с можно работать при длине кабеля до 1200 м. Предельная чувствительность приемника 200 мВ. В Последовательный интерфейс M2S, предложенный в свое время компанией DiviCom (ныне Harmonic), применялся только в аппаратуре этой компании и сейчас практически вышел из употребления. Используя коаксиальную линию и тактовую частоту 270 Мбит/с, он допускает скорость передачи полезных данных до 108 Мбит/с.

Весьма перспективным специалисты считают предложенный компанией Sony и стандартизованный в SМРТЕ-305М интерфейс SDTI (Serial Data Transport Interface — последовательный интерфейс передачи данных).

Он использует структуру сигнала SDI (рисунок 1.16), однако укладывает в область полезной нагрузки не только 10-битные слова видеоданных, но и любые блоки данных, состоящие из 8-битных или 9- битных слов, в том числе пакетированные блоки компрессированных данных фиксированной или переменной длины.

Рисунок 1.16 — Последовательный интерфейс SDTI:

а — структурная схема; б — формат цифровой строки Каждый блок имеет заголовок, в котором указаны размер, тип блока, кроме того, в области дополнительных данных между EAV и SAV размещается заголовок строки, полностью описывающий ее структуру и состав размещаемых данных. Скорость передачи полезных данных достигает 200 Мбит/с в потоке 270 Мбит/с и 270 Мбит/с в потоке 360 Мбит/с. В дополняющий базовый документ.

1.8. Кодирование телевизионного сигнала Импульсно-кодовой модуляции в телевидении присуща значительная избыточность в передаваемой информации. Информационная избыточность заключена в специфике ТВ сигнала. Эту избыточность подразделяют на статистическую, физиологическую и структурную.

изображения, которое не является в общем случае хаотическим распределением яркости, а описывается законами, устанавливающими элементов, так и между их цветностями.

обусловливается ограниченностью возможностей зрительного аппарата.

Использовать физиологическую избыточность — значит, не передавать в сигнале ту информацию, которая не будет воспринята нашим зрением. Как следствие, устранение физиологической избыточности связано с частичной потерей информации, но той информации, которая не воспринимается зрением, и ее потеря не повлияет на визуальное качество изображения.

Структурная избыточность в соответствии с названием определяется структурой видеосигнала: наличием в аналоговом телевизионном сигнале гасящих импульсов. В цифровом потоке соответствующие им временные интервалы можно исключить или использовать для передачи другой информации, например звукового сопровождения.

Уменьшение цифрового потока ТВ сигнала за счет сокращения статистической и физиологической избыточности в изображении осуществляется в телевидении применением более эффективных методов кодирования по сравнению с ИКМ. При большом их многообразии наиболее широко распространены следующие виды эффективного кодирования:

кодирование с предсказанием, кодирование с линейным ортогональным преобразованием, взвешенное квантование, энтропийное кодирование или кодирование с переменной длиной. Перечисленные виды кодирования могут использоваться как самостоятельно, так и в сочетании друг с другом, давая в последнем случае значительно больший эффект при компрессии цифровых сигналов.

В настоящее время существуют стандарты компрессии, которые определяют основные правила эффективного кодирования и декодирования цифровых потоков, как изображений, так и связанного с ними звукового сопровождения. Эти стандарты получили общее наименование MPEG, представляющее собой аббревиатуру от названия, разрабатывавшего их международного комитета — Moving Pictures Experts Group (Группа экспертов по движущимся изображениям).

Избыточность информации в потоке цифровых данных объясняется, прежде всего, спецификой ТВ изображения. Известно, что, несмотря на равновероятность любых из возможных значений яркости (цветности) для одного элемента изображения, содержание соседствующих с пим элементов мало отличается или не отличается вовсе. При поэлементной передаче яркости и цветности методом ИКМ в канал посылается одна и та же или мало отличающаяся по содержанию информация. Подобную избыточность информации в сигнале называют пространственной или внутрикадровой.

Значительная избыточность содержится и в передаче смежных во времени кадров изображения, в которых, несмотря на движение отдельных фрагментов, существенную роль играют общие для них неподвижный фон или задний план. Такого рода избыточность называют временной или межкадровой. И пространственная, и временная избыточность обусловлены статистическими свойствами телевизионного изображения.

Устранение избыточности информации в цифровом сигнале, в конечном счете, должно выразиться в уменьшении числа отсчетов сигнала и (или) уменьшении разрядности их двоичных кодовых символов. Реализация таких процедур напрямую с ИКМ сигналом недопустима, так как изъятие из сигнала отдельных отсчетов или замена их значений на более грубо проквантованные соответствует изъятию в воспроизводимом изображении соответствующих элементов ил и их искаженному представлению. Попытка изъятия отдельных элементов из группы равноправных слагаемых изображения, как с информационной, так и с энергетической точки зрения приводит к необратимой потере качества изображения.

Решение задачи по устранению избыточности информации в цифровом сигнале возможно только путем его предварительной обработки, которая должна перераспределить вклад отдельных отсчетов преобразованного сигнала в общее содержание изображения. Перераспределив, таким образом, функциональную значимость между отдельными отсчетами, можно будет выделить «главные» отсчеты, несущие основной объем информации, обеспечив им наилучшие условия передачи, а на остальных отсчетах «сэкономить», не передавая их или передавая с минимальным числом градаций.

К настоящему времени предложено сравнительно много методов обработки сигнала с таким подходом.

1.9. Дискретно-косинусное преобразование Методы преобразования изображения в общем случае основаны на том, что его цифровой эквивалент (сигнал ИКМ) приводится к виду, удобному для сокращения избыточной информации. В этом отношении наиболее эффективным является преобразование видеоинформации из временной области в спектральную. Это преобразование, как правило, предваряется разбивкой изображения на частичные подобласти, фрагменты (в терминологии МРЕG — блоки), которые затем по отдельности подвергаются необходимой обработке. Результат преобразования представляет собой совокупность спектральных коэффициентов, которые характеризуют амплитуды пространственных частот изображения.

В основу преобразования изображений могут быть положены различные приемы. Наиболее часто используются методы линейных ортогональных преобразований. Линейность преобразований означает, что операции сложения, вычитания и умножения на скаляр действительны в после преобразований, а ортогональность — что преобразуемый фрагмент представляется ограниченным набором ортогональных функций. Линейные преобразования можно осуществлять как с непрерывным, так и с дискретным сигналом. В первом случае процессу преобразования соответствует интегральная форма записи, во втором — матричная.

Из различных ортогональных преобразований, позволяющих эффективно выявлять избыточную информацию, стандартом MPEG рекомендовано использовать дискретно-косинусное преобразование (ДКП), являющееся частным случаем двумерного преобразования Фурье. Как известно, преобразование Фурье — это метод обработки, который, анализируя изменения сигнала во времени, выражает их в виде частотного спектра. Любой сигнал можно разложить на частотные гармонические составляющие, и затем по известным значениям амплитуды в фазы этих составляющих их линейным суммировав нем восстановить исходный сигнал.

Последнюю операцию называют обратным преобразованием Фурье. В цифровых системах сигнал выражается последовательностью дискретных отсчетов. При использовании преобразования Фурье для фрагмента цифрового сигнала из некоторого ограниченного числа отсчетов последний можно разложить на такое же число дискретных частот. Это преобразование называют дискретным преобразованием Фурье.

Поскольку любое изображение или его фрагмент можно рассматривать как функцию изменения яркости (цветности) как по оси Х, так и по оси Y, то дискретное ортогональное преобразование Фурье будет представлять собой замену массива отсчетов изображения соответствующего фрагмента на массив коэффициентов, соответствующих амплитудам частотных составляющих Фурье.

Объем расчетов для нахождения этих коэффициентов весьма значителен. Поэтому преобразования осуществляются над небольшими по размеру фрагментами, обычно 88 элементов. Дискретно-косинусное преобразование Фурье в определенной степени минимизирует объем этих вычислений использованием в качестве набора преобразующих (базисных) функций только косинусных составляющих. В результате массиву исходных значений сигнала соответствует массив из такого же числа коэффициентов, представляющих собой амплитуды этих косинусных составляющих.

Рисунок 1.17 — Преобразование блока изображения f(x,y) а — блок изображения; б — блок коэффициентов ДКП описывается следующим образом (рисунок 1.17):

где C(m) = 1 при m 1; С(m) = 1 2 при m = 0; C(n) = 1 при n 1; С(n) = 1 2 при n = 0; f(x,y) — отсчеты изображения с пространственными координатами x,y (от 0 до N-1); N — размер блока изображения (NN элементов); F(m,n) — коэффициенты, характеризующие изображение в спектральной плоскости m, N (от 0 до N-1).

преобразованием однозначно восстанавливается f(x,y).

Очевидно, что поскольку число отсчетов преобразуемого сигнала равно информации в результате такого преобразования не происходит. Однако следует обратить внимание на значительное изменение содержания блока коэффициентов ДКП по отношению к блоку преобразуемого изображения (рисунок 1.18).

Рисунок 1.18 — Пример дискретно-косинусного преобразования а — блок изображения; б — блок коэффициентов ДКП По физическому смыслу блок коэффициентов ДКП представляет собой совокупность значений амплитуд пространственных косинусоидальных гармоник с частотами m и n. При этом значение F(0,0) пропорционально среднему уровню (постоянной составляющей) в блоке и может достигать при 256 уровнях квантования значения 2040. (Чтобы ошибки от округления коэффициентов ДКП не сказывались существенным образом на точности преобразования, их значения на этапе преобразования увеличены в восемь раз по сравнению с их действительными значениями).

Компоненты F(0,1) и F(1,0) характеризуют плавное изменение яркости в блоке вдоль строки и поперек строк соответственно. Разночастотные изменения яркостей пикселей с диагональными структурами характеризуются диагональными спектральными компонентами F(1,1), F(1,2), F(1,3)… Обычно для большинства блоков изображения лишь малая часть коэффициентов имеет значительную величину. Это объясняется небольшими размерами блока, внутри которого яркость меняется мало, и поэтому относительно большие величины имеют только постоянная составляющая и несколько низкочастотных компонентов, расположенных в левом верхнем углу матрицы коэффициентов ДКП.

Мелким деталям изображения, как известно, соответствуют высокие пространственные частоты, и коэффициенты ДКП характеризующие их амплитуды, располагаются правее и ниже. Поскольку, как правило, мелкие детали изображения выражены энергетически слабо относительно среднего уровня, то и соответствующие им коэффициенты ДКП по сравнению с F(0,0) малы или вообще равны нулю.

Таким образом, если передавать вместо значений яркости изображения коэффициенты ДКП, то сокращение скорости передачи данных может быть достигнуто уже хотя бы за счет исключения нулевых коэффициентов. Однако эта задача решается уже вне процедуры ДКП.

1.10. Квантование коэффициентов ДКП Выгодное для компрессии различие в амплитудах между отдельными коэффициентами ДКП может быть еще более усилено за счет устранения психофизической избыточности в изображении. Как следствие, увеличится число нулевых коэффициентов и коэффициентов с малыми значениями. Эта задача решается в процессе квантования коэффициентов, полученных после ДКП.

Установлено, что глаз более чувствителен к ошибкам передачи яркости и цветности на больших площадях, в то время как при передаче контуров и мелких деталей остаются незамеченными более серьезные ошибки. Отсюда вытекает возможность определенного огрубления значений коэффициентов ДКП, отвечающих за передачу мелких деталей и контуров, без возникновения заметных для глаза искажений в изображении.

С этой целью производят процедуру квантования коэффициентов ДКП блока на разное число уровней: коэффициенты, расположенные в левом верхнем углу блока, квантуются на максимально большое число уровней (особенно это касается коэффициента F(0,0), отвечающего за среднюю яркость блока); остальные коэффициенты передаются с меньшей точностью, а значит, квантуются на меньшее число уровней. Для тех же из них, что располагаются в правом нижнем углу, шкала квантования может содержать всего несколько уровней. Практическая реализация процесса квантования достигается поэлементным делением матрицы коэффициентов ДКП на матрицу квантования.

В приемном устройстве, прежде чем осуществить обратное дискретнокосинусное преобразование для восстановления исходного изображения, матрица ДКП умножается на матрицу квантования. Эта операция называется деквантованием. Очевидно, что после деквантования возвратиться к исходному, неквантованному блоку ДКП уже нельзя. Ошибки, возникающие от округления квантуемых величин, в связанные с ними искажения в изображении необратимы. Отсюда вытекает необходимость отыскания таких матриц квантования, которые не приводили бы к визуально заметным искажениям.

На рисунке 1.19 показана матрица квантования, используемая стандартом МРЕG. Учитывая, что значения большинства коэффициентов ДКП в блоке весьма малы, деление их на числа, характеризуемые почти двумя порядками, приводит или к обнулению многих коэффициентов, или к сильному их уменьшению (рисунок 1.20). Это в свою очередь позволит при передаче проквантованных значений коэффициентов ДКП по каналу связи значительно уменьшить скорость цифрового потока.

1.11. Кодирование коэффициентов ДКП Следующим шагом после квантования коэффициентов ДКП является последовательность. Именно здесь окончательно реализуется процесс устранения избыточности, подготовка к которому проводилась на рассмотренных выше этапах ДКП и взвешенного квантования. Данное преобразование предусматривает объединение коэффициентов матрицы в определенные группы и применение затем так называемого энтропийного кодирования.

Алгоритм группирования (упорядочивания) коэффициентов ДКП существенно влияет на эффективность компрессии: в процессе сканирования преобразуемой во временной последовательность чисел матрицы нулевые коэффициенты объединяются в максимально длинные серии. Тогда их описание может сводиться к лаконичной записи длины серии и ее местоположения в матрице. Одним из вариантов такого алгоритма группирования является зигзагообразное сканирование, при котором преобразование начинается с левого верхнего угла матрицы и заканчивается в ее правом нижнем углу (рисунок 1.21).

Рисунок 1.21 — Зигзаг-сканирование коэффициентов ДКП Поскольку именно в правом нижнем углу сосредоточено большинство нулевых коэффициентов, такой порядок сканирования обеспечивает формирование наиболее длинных серий нулей, а, следовательно, и самую компактную форму их передачи.

Полученная в результате сканирования последовательность чисел подвергается упомянутому выше энтропийному кодированию или кодированию с переменной длиной слова. Наиболее употребимым из энтропийных кодов является код Хаффмана. Он основывается на том, что коды символов, обладающих большей вероятностью, описываются меньшим числом бит, чем коды символов с меньшей вероятностью. Как было показано, после взвешенного квантования матрицы ДКП в последней преобладают числа с малыми амплитудами, и их целесообразно кодировать короткими словами. Большие амплитуды, характерные для левого верхнего угла матрицы, по сравнению с другими значениями коэффициентов встречаются реже, и им можно приписать символы с большим числом разрядов.

Эффективность энтропийного кода Хаффмана повышается также за счет того, что не требуется разделителей между символами. И хотя последние имеют различную битовую длину, они декодируются единственным образом.

1.12. Кодирование с предсказанием Принцип действия систем кодирования с предсказанием заключается в передаче вместо истинного значения сигнала закодированной разности истинного и предсказанного значений. В соответствии с этим принципом подобные системы кодирования получили еще одно название — системы с дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией ДИКМ.

Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция. ДИКМ представляет собой еще один из методов эффективного кодирования цифрового телевизионного сигнала и применяется при сокращении его временной избыточности. Как известно, в большинстве случаев содержание двух соседних во времени телевизионных кадров мало отличается друг от друга.

Отличие заключается только в положении отдельных подвижных фрагментов изображения. В основном же в этих кадрах содержится очень много одинаковых областей, информацию о которых многократно передавать нецелесообразно. Можно ограничиться передачей значений только одного кадра, а содержание последующих, используя статистические законы, предсказать, т.е. вычислить на приемном конце системы.

Однако как бы ни были близки по содержанию соседние кадры, как бы ни был совершенен их статистический анализ, предсказание может нести в себе ошибку. Эта ошибка для каждого элемента изображения обязательно учитывается и корректируется. Только при этом условии на приемном конце системы воссоздается изображение, соответствующее оригиналу.

Отсюда вытекает следующий принцип кодирования сигнала с предсказанием: передача в каждом отсчете кодированной разности между текущим истинным значением сигнала и предсказанным. Эту разность называют ошибкой предсказания. Чем точнее сделано предсказание, тем меньший объем данных будет содержаться в подлежащем передаче разностном сигнале. Логично ожидать, что этот объем будет меньше, чем в полном отсчете. Для формирования сигнала ошибки предсказания, на передающем конце системы устанавливается устройство предсказания и вычитающий каскад (рисунок 1.22).

Рисунок 1.22 — Структура системы ДИКМ: а — кодер; б — декодер;

n — предсказанное значение сигнала; (an - n) — сигнал ошибки На приемном конце системы исходный сигнал восстанавливается сложением предсказанного и принятого сигнала ошибки предсказания.

Устройства предсказания на обоих концах системы для правильного восстановления в приемнике исходных значений сигнала должны быть одинаковыми.

Предсказание, применяемое в системе, может быть организовано различными способами и с разной степенью сложности. Однако вполне хорошие результаты по глубине достигаемой компрессии реализуются весьма простым способом, когда в качестве сигнала предсказания используются значения предыдущего кадра.

Статистические исследования показали, что свойства телевизионного изображения, обусловленные межкадровыми связями, в целом аналогичны пространственным свойствам в неподвижном изображении. А коэффициенты корреляции в соседних кадрах получаются зачастую даже большими, чем для соседних пикселей в одном кадре. Отсюда следует вывод о целесообразности обработки разностного сигнала ДИКМ рассмотренными ранее способами для внутрикадровой обработки, к каковым относятся ДКП. взвешенное квантование и энтропийное кодирование. В этом случае структура системы ДИКМ приобретает вид, изображенный на рисунке 1.23 и работает следующим образом.

Рисунок 1.23 — Структура ДИКМ, совмещенная с процедурами Для первого кадра из последовательности кадров, подлежащих преобразованию, предсказание не может быть выполнено из-за отсутствия каких-либо априорных сведений (отсутствия предшествующих ему кадров).

Поэтому предсказанные значения отсчетов для первого кадра можно приравнять пулю, и тогда сигнал ошибки предсказания будет представлять собой непосредственно отсчеты этого первого кадра. Следующее за вычитающим каскадом устройство осуществляет ДКП отсчетов первого кадра, т.е. выявляет в нем пространственную избыточность. Дальнейшие процедуры над коэффициентами ДКП описаны в предыдущих разделах (взвешенное квантование и энтропийное кодирование). Компрессированный цифровой поток через соответствующие устройства передачи направляется в приемное устройство (декодер), где осуществляются обратные операции.

Второй и последующие кадры передаются по алгоритму ДИКМ. Для этого в кодере формируется сигнал предсказания. В качестве него можно использовать отсчеты предыдущего кадра. Однако следует отметить, что истинные значения предыдущего кадра, полученные в кодере, например, задержкой на время кадра, не пригодны в качестве предсказания. Дело в том, что предыдущий кадр, используемый в качестве предсказания в декодере, отличается от своего истинного значения, так как в процессе перечисленных выше преобразований он реконструируется в декодере с определенной погрешностью. А поскольку предсказываемые значения на обоих концах системы должны быть одинаковы, то формирование предсказания в кодере проводится по тому же алгоритму, что и в декодере. С этой целью в петлю обратной связи кодера, где формируется предсказание, включается деквантователь и процессор обратного преобразования Фурье. Энтропийное кодирование в общем случае не вносит ошибок, а значит, не влияет на формирование сигнала предсказания. Предсказатель, таким образом, представляет собой задержку на время кадра отсчетов, Воспроизводимых на приемном конце системы.

Первый кадр рассмотренной преобразуемой последовательности кадров называется опорным. Из него устранена только пространственная избыточность. По сравнению с ним последующие кадры компрессированы значительно сильнее. Как следствие, они менее помехоустойчивы. Для поддержания необходимой помехоустойчивости системы и сведения к минимуму возможных сбоев в ее работе в последовательность разностных сигналов ДИКМ периодически врезаются опорные кадры. Их периодичность в стандарте МРЕG составляет около 0,5 с.

Разностный сигнал и сигнал опорного кадра после ДКП квантуется по разным алгоритмам. Если для опорного кадра используется матрица квантования для внутрикадрового кодирования, то для разностного сигнала применяется другая, более однородная матрица. Это объясняется тем, что разностный сигнал в основном несет информацию о небольших изменениях в отдельных фрагментах изображения (в процессе их перемещения). И высокие частоты (коэффициенты ДКП правого нижнего угла), ответственные за детализацию изображения, столь же важны, как и низкие. Конкретный вид матрицы в зависимости от сюжета может меняться, но по умолчанию используется однородная матрица квантования с постоянным значением для всех частот, включая нулевую.

Компенсация движения в динамических изображениях. Из принципа работы ДИКМ следует, что чем ближе по содержанию соседние кадры, тем меньше в разностном сигнале информации, а значит, тем эффективнее изображения в результате их собственного движения или перемещения передающей ТВ камеры снижает эффективность кодирования. Сохранить эффективность работы ДИКМ можно соответствующим анализом характера движения. Целью анализа является возможность установления соответствия между предыдущим по времени блоком изображения в блоком в текущем кадре, смещенным в пространстве на координаты х, у. Под соответствием понимается достижение максимально точного равенства яркостей пикселей некоторого блока в текущем кадре яркостям пикселей блока, найденного в предшествующем кадре:

где b — яркость пикселей;

t — время между сравниваемыми кадрами.

Разницу в координатах (x,y) этих двух блоков называют вектором определение нового положения подвижного фрагмента изображения.

Под компенсацией движения понимается использование в качестве предсказания блока из предшествующего (или последующего) кадра, но при этом смещенного в плоскости изображения на величину вектора движения.

Такое предсказание позволяет значительно уменьшить ошибку предсказания по сравнению с обычной ДИКМ. Это иллюстрируется рисунком 1.24, где перемещающимся серым квадратом на фоне гладкого белого фона (рисунок 1.24,а).

Рисунок 1.24 — Сравнение обычной ДИКМ и ДИКМ с компенсацией а — исходная последовательность изображений; б — ошибка предсказания при обычной ДИКМ; в — предсказание с учетом вектора движения; г — ошибка предсказания с компенсацией движения Первый кадр b1 в этой последовательности является опорным. Как отмечалось, предсказание для него не делается (сигнал предсказания равен нулю для всего изображения), и он подвергается только внутрикадровой компрессии. Предсказанием для второго кадра b2 является реконструируемый по алгоритму ДКП и взвешенного квантования первый кадр b1. Ошибка предсказания для второго кадра в обычной ДИКМ равна b2 - b1, для третьего кадра соответственно b3 - b2 и т.д. Для простоты следует пренебречь небольшой разницей между истинными значениями отсчетов b1, b2, b3,… и их реконструируемыми значениями b1,b2, b3… Тогда ошибки предсказания для обычной ДИКМ будут иметь вид рисунок 1.24,6, где черный фон соответствует нулевым значениям, а серый остальному множеству отсчетов.

Если бы в предложенном примере движение отсутствовало, то ошибка предсказания для второго и последующих кадров равнялась бы нулю для всего изображения. Именно такого результата для данного примера с движущимся фрагментом изображения, а не статическим удается добиться в ДИКМ с компенсацией движения.

В этом случае предсказание для первого (опорного) кадра, как и при обычной ДИКМ, равно нулю, а для второго и последующих кадров соответственно — b1 (х + х1, у + у1), b2 (х + x2, у + y2). Здесь х1, у1, x2, y2 и т.д. — изменение координат движущегося фрагмента (векторы движения) в последовательности кадров (рисунок 1.24,в). В результате ошибка предсказания для приведенного примера с подвижным фрагментом изображения в ДИКМ с компенсацией движения обращается в ноль для всего множества отсчетов изображения (рисунок 1.24,г), что иллюстрирует более эффективную компрессию.

При реализации компрессии с компенсацией движения сигнал ошибки предсказания должен дополняться передачей данных о векторах движения.

использованием кодов переменной длины.

Абсолютное равенство в (1.6) может быть достигнуто только при выполнении следующих условий: движение объекта в изображении исчерпывается только плоскопараллельным перемещением, его яркость постоянна, градиент яркости фона равен пулю, и все объекты в блоке движутся с постоянной скоростью. Именно этим условиям отвечает пример изображения, приведенный на рисунке 1.24, и соответственно предельно компенсацией движения равен нулю) Нарушение перечисленных выше условий уменьшает эффективность компрессии. К возможным факторам, влияющим на эффективность кодирования, следует отнести и осложнения глобального порядка, когда превосходит резкое изменение сюжета (например, при коммутации одновременно работающих камер). При этом изменения в изображении охватывают все пространство в кадре, и блоков, соответствующих друг другу с удовлетворительной точностью, в смежных кадрах не существует. Эффективность компрессии в таких экстремальных случаях может снижаться настолько, что целесообразно отказываться от процедуры ДИКМ, и для таких изображений данные передавать только на основе внутрикадровой компрессии. Решение о замене способа кодирования должно приниматься в кодере автоматически, путем оперативного анализа возможных результатов компрессии.

Самым трудоемким при реализации алгоритма компенсации движения является согласование блоков, то есть нахождение блоков в разных кадрах, наилучшим образом соответствующих условию (1.6). Для этого текущий блок сравнивается со всеми блоками предыдущего кадра в пределах некоторой области поиска: ±128 шагов (пикселей) при точности определения вектора движения в один пиксель или ±64 шага при точности 1/2 пикселя.

Стандарт не ограничивает методы согласования, но наиболее точным принято считать так называемый полный поиск (full search), который сводится к расчету ошибки предсказания для всех возможных векторов и определению положения (т.е. нахождения х и у) блока с минимальной ошибкой (например, по среднеквадратическому отклонению для всех отсчетов блока). Существуют и другие методы, отличающиеся большей скоростью определения векторов движения, но несколько меньшей точностью. К ним, в частности, относятся логарифмический и телескопический методы.

1.13. Предфильтрация и шумоподавление Для эффективного сжатия необходимо устранить из исходного сигнала все факторы, препятствующие сокращению избыточности телевизионного изображения. Сюда относятся в первую очередь шумы видеотракта и шумы кинопленки, проявляющиеся на всем изображении. Источником шумов в видеотракте могут быть тепловой «белый» шум электронных устройств, пороговые шумы спутниковых ЧМ приемников, помехи декодирования аналоговых композитных сигналов, шумы видеозаписи (шумы и выпадения ленты). Один из крайне неприятных для цифровой компрессии дефектов исходного изображения — неподавленный остаток несущей цветности после высокочастотной области, которая обычно слабо заполнена в компонентном сигнале. Отрицательно сказываются дефекты кинопленки — царапины, загрязнения, шумы зернистости, проявляющиеся при увеличении кинокадров. Необходимо избегать нежелательных движений, добавляющих в сигнал помехи, например дрожания плохо закрепленной видеокамеры или неравномерного движения кинопленки в телекинопроекторе из-за поврежденной перфорации. Влияние этих составляющих дает себя знать в появлении после ДКП большого числа ненулевых коэффициентов в области высоких пространственных частот, которые кодер не может отличить от элементов изображения. В этих условиях необходимо подвергать входные сигналы кодеров сжатия специальной предобработке. Она называется предфильтрацией и включает шумоподавление и различные виды пространственной фильтрации. В некоторых случаях при высокой степени сжатия оказывается выгоднее осуществить двумерную низкочастотную фильтрацию (прореживание отсчетов), несколько потерять в четкости изображения, но существенно снизить количество артефактов (дефектов изображения) из-за влияния нежелательных высокочастотных компонентов на входе. В общем случае хорошие результаты дает сочетание рекурсивной адаптивной фильтрации и трехмерной медианной фильтрации. Первая эффективно подавляет «белый» шум путем усреднения близких значений видеосигнала в последовательных кадрах, вторая усредняет отсчеты, расположенные выше, ниже, слева, справа, до и после текущего отсчета видеосигнала, и таким образом хорошо справляется с импульсными и другими помехами.

2. СТАНДАРТ СЖАТИЯ ДВИЖУЩИХСЯ ИЗОБРАЖЕНИЙ И

ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ MPEG-

Стандарт MPEG-1, используемый в основном при записи видеопрограмм на компакт-диски, быт окончательно утвержден в 1993 г., а стандарт MPEG-2, предназначенный в первую очередь для телевизионного вещания, был принят в ноябре 1994 г.

Стандарты MPEG-1 и MPEG-2 имеют много общего, но между ними есть и различия. В данном разделе в основном излагается содержание стандарта MPEG-2, и указываются его отличия от MPEG-1.

Метод кодирования движущихся изображений, используемый в стандартах MPEG-1 и MPEG-2, называется гибридным, так как в нем сочетаются внутрикадровое (intraframe) кодирование, направленное на уменьшение в основном психофизиологической избыточности в отдельных кадрах, и межкадровое (interframe) кодирование, с помощью которого уменьшается избыточность, обусловленная межкадровой корреляцией.

Все семейства стандарта MPEG не определяют схему и конструкцию кодера и декодера, а лишь описывают средства, используемые для обработки сигнала, определяют синтаксис (правило построения последовательности символов) совместимого цифрового потока и дают примеры реализации декодера. Состав и построение кодера оставлено на усмотрение разработчика. Это может быть аппаратное или программное устройство любой сложности, дающее на выходе синтаксически правильный цифровой поток.

На рисунке 2.1 показан один из вариантов устройств кодирования по стандарту MPEG-2.

Рисунок 2.1 — Функциональная схема устройства кодирования с информационным сжатием по стандарту MPEG- Итак, в MPEG-2 применены известные, давно апробированные методы:

сокращения избыточности. Вместе с ними использованы и новые подходы. В особенности это относится к совокупности согласованных алгоритмов сокращения статистической избыточности. Здесь особо эффективными оказались два метода: кодирование ТВ отсчетов с предсказанием и ДКП.

кодировании с предсказанием вычисляется разность между истинным и предсказанным значением отсчета. Затем разность квантуется по уровню. От точности предсказания зависит среднее число бит, необходимых для передачи разностной информации. Предсказание может быть экстраполяционным. В этом случае (его часто называют предсказанием вперед) по предшествующим значениям отсчетов ТВ сигнала оцениваются последующие отсчеты. Интерполяционное (двунаправленное) предсказание означает, что оценка среднего по положению отсчета ТВ сигнала выполняется по известным значениям предшествующих и последующих отсчетов. Такое предсказание наиболее точно оценивает текущие отсчеты.

Однако за точность приходится расплачиваться возросшим объемом вычислений и соответственно памяти, необходимой при реализации. При этом эффект не окупает затраты.

Предсказание выполняется по соседним с предсказываемым отсчетам, причем под соседними надо понимать отсчет, расположенные «до и за»

рассматриваемым. К ним надо добавить соседей в предшествующей и последующей строках, полях и кадрах. Таким образом, возможно построчное, межстрочное, внутриполевое, внутрикадровое, межполевое, межкадровое предсказание. Это полный набор возможных направлений корреляций. Но уже подчеркивалось, что предсказание вдоль отдельной строки по предшествующему и последующему элементу не эффективно. По этому же критерию можно отсеять и некоторые другие возможные направления.

предшествующий отсчет ТВ строки принимается как ожидаемый уровень последующего отсчета. Фактически это означает вычеркивание постоянной составляющей или, что тоже самое, выделение разностной информации.

Такой метод предсказания особенно эффективен, когда передаются крупные, не содержащие мелких деталей, фрагменты изображения, где яркость постоянна или изменяется медленно.

Другой способ — межкадровое предсказание вперед. В этом случае текущий отсчет оценивается по отсчету с теми же координатами, но предыдущего кадра. Это очень эффективный метод предсказания для неподвижных изображений. Ситуация усложняется, когда изображение содержит движущиеся объекты или изменяющиеся в целом. В этом случае отсчеты, принадлежащие однозначным элементам изображения, от кадра к кадру будут смещаться. Возникает разностная информация, даже если в остальном никаких изменений не происходит. Это можно ослабить, если ввести компенсацию движения. Для этого необходимо определить векторы перемещения движущихся частей изображения при последовательном переходе от кадра к кадру. Векторы движения позволяют определить положение кодируемого отсчета в новом кадре (скомпенсировать его перемещение) и, таким образом, сохранить высокую точность предсказания.

Таким образом, стандарт МРЕG-2 фактически не регламентирует методы сжатия видеосигнала, а только определяет структуру битового потока кодируемого видеосигнала. Поэтому конкретно используемые алгоритмы зависят от собственных разработок фирм-производителей оборудования. При этом ярко выражены общие принципы построения стандарта МРЕС-2, в соответствии с которыми процесс сжатия цифрового видеосигнала может быть разбит на ряд последовательных операций: преобразование аналогового сигнала в цифровую форму, предварительная обработка, ДКП, квантование, кодирование (рисунок 2.1).

После АЦП производится предварительная обработка сигнала, которая включает в себя следующие преобразования.

изображений состоит из идентичных символов (пикселей), то совершенно не обязательно их все передавать. Достаточно описать один пиксель и послать его с сообщением о том, как часто и где он повторяется в изображении.

2. Если исходное изображение передается в виде чересстрочных полей, то они преобразуются в кадры с прогрессивной разверткой.

3. Цветоделенные сигналы ER, EG, EB преобразуются в цветоразностные сигналы U и V и сигнал яркости Y.

4. Изображение достраивается до кратного 16 количества пикселей по строкам и столбцам, чтобы обеспечить разбиение изображения на целое число макроблоков.

5. Производится преобразование стандарта цифрового представления ТВ сигнала 4:4:4 в стандарт 4:2:2 (горизонтальная передискретизация цветоразностных компонентов) или 4:2:0 (горизонтальная и вертикальная передискретизация цветоразностных компонентов).

6. Изображение разбивается на последовательность макроблоков, количество которых 1620. Каждый из них, в свою очередь, состоит из нескольких блоков размером 88 пикселей. (Исследования проводились по разбиению на блоки размером 44, 88, 1616 пикселей, которые показали, что разбиение 88 является наилучшим компромиссом между точностью преобразования, то есть минимальной среднеквадратичной ошибкой, и представляет собой квадратную матрицу, содержащую 64 отсчета ТВ сигнала и называемую сигнальной. Следовательно, макроблок несет информацию о компонентах яркости определенного участка изображения и пространственно соответствующих им компонентах цветности. Поэтому любой макроблок состоит из трех прямоугольных матриц, содержащих восьмибитовые отсчеты, а именно: матрицы яркости YD и двух матриц цветности Cr и Cb.

Цифровые отсчеты матриц YD, Cr и Cb непосредственно связаны с соответствующих точек изображения. 3начен. первичных цветов гамма — предкорректированы. Причем величина гамма-коэффициента стандартом не определяется, но обычно находится в диапазоне 2,2…2,8.

Стандартами цифрового кодирования предусматриваются три формата цветности, каждому из которых соответствует свой порядок следования блоков в макроблоке:

4:2:0 — макроблок состоит из шести блоков. Четыре блока, несущие информацию о яркости, образуют матрицу YD размером 1616 пикселей. Два блока цветности, определяющие цветоразностные компоненты U и V, соответствующие матрицам Cr и Cb с размерами 88 пикселей (см. рисунок 2.2).