WWW.DISS.SELUK.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА
(Авторефераты, диссертации, методички, учебные программы, монографии)

 

Министерство общего и профессионального образования РФ

–––––––––––––––––––––––––––––

Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ"

А. В. МИТРОФАНОВ В. В. ПОЛЕВОЙ А. А. СОЛОВЬЕВ

УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И ФОРМИРОВАНИЯ

РАДИОСИГНАЛОВ

Санкт-Петербург

1999

Министерство общего и профессионального образования РФ ––––––––––––––––––––––––––––– Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" А. В. МИТРОФАНОВ В. В. ПОЛЕВОЙ А. А. СОЛОВЬЕВ

УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И ФОРМИРОВАНИЯ

РАДИОСИГНАЛОВ

Учебное пособие Санкт-Петербург ББК 3. 844 – М УДК 621. Митрофанов А. В., Полевой В. В., Соловьев А. А. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учеб. пособие/ СПбГЭТУ "ЛЭТИ". СПб., 1999. 64 с.

Содержит методики расчета и проектирования основных каскадов транзисторных широкодиапазонных радиопередатчиков.

Предназначено для студентов специальностей 200800, 201600 и направлений 551100, 552500 при выполнении курсового и дипломного проектирования, а также может быть полезно инженерно-техническим работникам этой области знаний.

Рецензенты: кафедра радиоэлектронных средств защиты информации СПбГТУ; д-р техн. наук проф. С. В. Томашевич (СПбГУТ).

Утверждено редакционно-издательским советом университета в качестве учебного пособия © СПбГЭТУ "ЛЭТИ", ISBN 5-7629-0256-

1. ТРАНЗИСТОРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ

1.1. Выбор транзистора и режима его работы в автогенераторе Автогенераторы (АГ) находят широкое применение в радиолокационной и радионавигационной аппаратуре, в устройствах вычислительной техники, систем связи, радиовещания и телевидения, в измерительных приборах и т. д. Одним из основных требований, предъявляемых к АГ, является обеспечение высокой стабильности частоты генерируемых колебаний, определяющей точность и разрешающую способность радиолокационных и радионавигационных систем, погрешность измерений в устройствах измерительной техники, качественные характеристики и надежность систем связи, радиовещания и телевидения.

Стабильность частоты АГ определяется параметрами используемого в нем транзистора, добротностью и эталонностью колебательной системы и выбранным режимом работы. При этом основными причинами изменения генерируемой частоты f г при изменении режима работы транзистора являются изменения его емкостей и фазового угла средней крутизны s. Кроме того, чем больше значение s, тем сильнее оказывается воздействие дестабилизирующих факторов на частоту f г [1] – [3]. Поэтому в автогенераторах, как правило, используются транзисторы, у которых на частоте генерации еще не проявляются заметно инерционные свойства. Для этого достаточно, чтобы f г < (0,1...0,3) f s, где f s – граничная частота транзистора по крутизне. В противном случае необходимо учитывать комплексный характер крутизны S и других проводимостей транзистора:

где г = 2f г ; s = 2f s = 2f т / Srб ; C вх и C вых – соответственно входная и выходная емкости транзистора; gвх – входная резистивная проводимость;

S 0 – значение S на низких частотах; f т – предельная частота усиления по току в схеме с общим эмиттером; rб = (2...4) к / C к – сопротивление материала базы; к – постоянная времени цепи обратной связи; С к – емкость база-коллектор. Кроме того, высокая стабильность частоты может быть достигнута лишь при такой выходной мощности АГ, которая не превышает единиц милливатт.

С учетом изложенного, для построения АГ с f г до 10 МГц целесообразно использовать маломощные высокочастотные транзисторы типа ГТ308 – ГТ311, ГТ313, КТ306, КТ312, КТ313, КТ316, КТ322, КТ324, КТ331, КТ357, КТ358 и аналогичные им (см. табл. 1.1).

В автогенераторах повышенной стабильности транзистор должен работать в облегченном режиме. Поэтому значения напряжения источника коллекторного питания и амплитуды импульса коллекторного тока следует выбирать из условия где u к. доп и iк. доп – допустимые по паспортным данным значения напряжения коллекторного питания и импульса тока.

При выборе iк m необходимо учитывать, что значительное снижение его ( iк m < (2...3) мА) приводит к сильной зависимости параметров транзистора (таких как f s и s ) от температуры. При увеличении коллекторного тока наблюдается сначала рост модуля крутизны |S|, однако пропорционально увеличиваются постоянная времени входной цепи s =1/ s и, соответственно, фазовый угол крутизны s = – arctg s.

Поэтому для выполнения условия баланса фаз в АГ ( э + к + s = 2k) необходимо расстраивать контур относительно резонансной частоты f 0, т. е. работать на участке его фазовой характеристики с меньшей крутизной, что снижает стабильность частоты генерируемых колебаний. При достижении током коллектора значений, близких к предельным, рост крутизны S практически прекращается, а у некоторых типов транзисторов наблюдается ее снижение. Поэтому и при очень малых, и при значительных токах коллектора наблюдается снижение стабильности частоты АГ. Для рекомендованных транзисторов выбирают iк m = (5...20) мА.

Режим работы транзистора в АГ обычно выбирается резко недонапряженным с коэффициентом использования коллекторного напряжения = (0,2...0,4) гр (здесь гр – значение в граничном режиме). Это объясняется тем, что при работе в перенапряженном режиме наблюдается сильное влияние питающих напряжений на частоту генерируемых колебаний за счет возрастания первой гармоники базового тока и появления дополнительного угла сдвига фазы средней крутизны s, обусловленного воздействием гармоник коллекторного тока. Переход в перенапряженный режим увеличивает, кроме того, выходную проводимость транзистора, из-за модуляции нелинейной емкости C к, снижающую добротность и эталонность колебательной системы.



Коэффициент полезного действия АГ высокой стабильности оказывается достаточно низким – = 0,1...0,2; и большая часть мощности, потребляемой от источника коллекторного питания, рассеивается на коллекторе транзистора. При низком КПД контура ( к = 0,1...0,3) мощность, развиваемая АГ в нагрузке P~ н, не велика и связана с мощностью, рассеиваемой коллектором Pк, приближенным соотношением где Pк. доп – допустимая мощность, рассеиваемая коллектором.

Поэтому нагрузка к АГ, как правило, подключается не непосредственно, а через буферный каскад с высоким входным сопротивлением, в качестве которого широко используется эмиттерный повторитель.

Уменьшение E к, по сравнению с рекомендованным в (1.1), с целью повышения КПД является нецелесообразным, так как при этом даже в недонапряженном режиме возрастают выходные емкость и проводимость, а следовательно, возрастает и нестабильность частоты генерируемых колебаний.

С целью обеспечения высокой стабильности амплитуды колебаний угол отсечки коллекторного тока в стационарном режиме выбирается из условия [2]: 80 ° < < 120 °, а мягкий режим самовозбуждения при 90 ° создается за счет использования автоматического смещения. Наиболее часто применяется комбинированная схема автосмещения из делителя в цепи базы транзистора и резистора R э в эмиттерной цепи. В этом случае также снижается чувствительность параметров транзистора, а значит и f г, к изменению температуры окружающей среды и к изменению напряжения источника коллекторного питания. Опыт проектирования транзисторных АГ показывает, что существует оптимальное значение R э = Rэ opt, обеспечивающее максимальную стабильность частоты [3].

Ориентировочное значение Rэ opt может быть определено как:

При расчете транзисторных АГ используют кусочно-линейную аппроксимацию характеристик транзистора. Достаточная для инженерных расчетов точность при этом обеспечивается только в том случае, если заранее известна амплитуда импульса коллекторного тока и аппроксимируется лишь рабочий участок характеристики. В тех случаях, когда в справочных материалах отсутствуют статические характеристики транзистора, при малых токах коллектора можно воспользоваться приближенным аналитическим выражением для определения крутизны [2], [3] где 0 – низкочастотное значение коэффициента усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером.

Основные параметры некоторых маломощных транзисторов приведены в табл. 1.1, где приняты следующие обозначения: S гр – крутизна линии граничного режима; E б0 – напряжение запирания;

uэ б доп – допустимое напряжение между эмиттером и базой транзистора.

Иногда основным требованием, предъявляемым к АГ, является обеспечение значительной мощности в нагрузке при высоких энергетических показателях автогенератора. Стабильность частоты при этом является либо второстепенным фактором, либо обеспечивается с помощью использования систем автоматической подстройки частоты. В последнем случае АГ должен допускать возможность управления частотой генерируемых колебаний, например, с помощью варикапов. Кроме того, широкое применение находят АГ, частота которых f г должна изменяться в достаточно широких пределах при относительно невысоких требованиях к ее стабильности. Последнее относится, например, к автогенераторам, используемым в качестве гетеродинов радиовещательных приемников, или к управляемым генераторам в синтезаторах частоты. Во всех этих случаях при выборе режима работы транзистора целесообразно значение импульса коллекторного тока увеличить по сравнению с (1.1) до (0,5...0,7) iк. доп и повысить до (0,6...0,7) гр.

1.2. Основы расчета транзисторного автогенератора Транзисторные автогенераторы чаще всего выполняются по схеме емкостной и реже – индуктивной трехточки. Сравнительный анализ стабильности частоты указанных схем АГ показывает, что лучшими характеристиками обладает схема емкостной трехточки. Преимущества этой схемы особенно проявляются на высоких частотах, где необходимо считаться с инерционными свойствами транзистора ( f г > 0,3fs), так как в ней полное фазирование может быть достигнуто за счет взаимной компенсации фазовых углов крутизны s и коэффициента обратной связи к ( к + s = 0). В этом случае транзистор работает на настроенную нагрузку (cos э = 1) и, следовательно, отдает большую мощность P~ = 0,5 U к I к1 cos 1, а частота генерируемых колебаний практически совпадает с собственной частотой контура, где его фазовая характеристика наиболее крута.

Наибольшее практическое применение получила не классическая схема емкостной трехточки (рис. 1.1, а), а схема Клаппа (рис. 1.1, б), в которой последовательно с контурной индуктивностью включается дополнительный конденсатор С3. Это уменьшает коэффициент включения контура в коллекторную цепь и позволяет использовать контуры с высоким волновым сопротивлением и высокой добротностью Q.

При расчете контура обычно задаются волновым сопротивлением = (100...200) Ом и, зная частоту генерируемых колебаний, определяют индуктивность катушки Lк и полную емкость контура C0. Затем по известной добротности нагруженного контура Qн = 100...150 можно определить его коэффициент включения p в коллекторную цепь транзистора:

где R эк – расчетное значение коллекторной нагрузки АГ. Значения емкостей контурных конденсаторов определяются из простых выражений где Kо.с – коэффициент обратной связи. При необходимости учитываются влияние входной и выходной емкостей транзистора. Номинальные значения емкостей конденсаторов подбираются по каталогу.

Электрический расчет режима АГ практически совпадает с соответствующим расчетом генератора с внешним возбуждением и будет рассмотрен в приведенном далее примере. Расчет цепей базового питания транзисторного АГ имеет особенности.

При расчете делителя в базовой цепи сопротивления резисторов R1 и R2 выбираются исходя из следующих требований: во-первых, напряжение смещения на базе транзистора должно быть равно полученному в результате расчета режима. Для этого необходимо, чтобы где R д = R1R 2 / (R1 + R 2 ) – cопротивление делителя; Eи.к – напряжение источника коллекторного питания; Iк0 и Iб0 – постоянные составляющие коллекторного и базового тока соответственно; Eсм – напряжение базового смещения.

Кроме того, для обеспечения высокой добротности колебательной системы сопротивление базового делителя Rд должно быть существенно больше сопротивления X2 ветви контура между базой и эмиттером, а с точки зрения термостабилизации – не должно превышать (4...6) Rэ, т. е.

(20...50)X2 < Rд 1 / г) и, вместе с тем, должна обеспечить устойчивость стационарного режима колебаний АГ, т. е. отсутствие режима прерывистой генерации и самомодуляции. Емкость конденсатора Сэ может быть определена при известных Rэ [см. выражение (1.3)], Qн и г из неравенства Пример расчета транзисторного АГ.

Рассчитать транзисторный АГ при следующих исходных данных:

fг = 10 МГц; Uн = 1 В; Сн = 10 пФ; Rн = 500 Ом; (P~н = 1 мВт), где Uн, Cн, Rн — амплитуда напряжения на нагрузке, емкость и сопротивление нагрузки соответственно.

Расчет режима работы.

1. Выбор транзистора. Оценим активную мощность, отдаваемую транзистором P~, задаваясь КПД контура к = 0,2; P~ = P~н /к = 1/0,2 = = 5 мВт. Для обеспечения повышенной стабильности частоты АГ выбираем схему Клаппа и транзистор с fs > 30 МГц, например, типа ГТ311, основные параметры которого приведены в табл. 1.1.

2. Исходя из соотношений (1.1) и (1.2) зададимся значениями коэффициенты разложения импульса тока [1], [2]). Для выбранного режима определим крутизну S0 и граничную частоту fs транзистора ГТ311. В соответствии с (1.4):

= 0,22 A/B;

fs = fт / S0 rб = 500 / (0,22 60) 40 МГц; s = – arctg fт/ fs = – arctg 10/40 = = –14° (s X к (это говорит о том, что баланс фаз в АГ реализовать не удается), следует уменьшить Pкв по сравнению с ранее выбранным.

По известным значениям X 1, X 2, X 3 и г определяются емкости соответствующих конденсаторов. Поскольку стандартные значения емкостей несколько отличаются от расчетных, выбор их номиналов производится таким образом, чтобы получить заданное значение C к ( X к ).

Точную установку частоты генерации можно осуществить с помощью подстроечного конденсатора, подключаемого параллельно наименьшей из емкостей контура.

Попутно отметим, что при выборе типа конденсаторов целесообразно отдать предпочтение тем, которые имеют наименьшее значение ТКЕ.

На этом расчет колебательной системы автогенератора заканчивается, после чего определяются токи и напряжения в схеме АГ, проводится энергетический расчет и вычисляются номиналы элементов цепей питания. Выбор питающих напряжений, расчет цепей питания, блокировочных и разделительных элементов производится на основании рекомендаций, изложенных в п. 1.2 (см. соотношения (1.1) – (1.9)).

Пример расчета.

Рассчитать параметры и режим работы кварцевого АГ, работающего на частоте 3 МГц. Параметры выбранного биполярного транзистора:

Eк. доп = 12 В; I к. доп = 0,05 А; Pк. доп = 0,15 Вт.

1. В соответствии с изложенными рекомендациями задаемся iк m = = 0,007 А, = 80° ( 1 = 0,472, 0 = 0,286 ) и определяем S 0 = 0,093 A/B;

S 1.0 = 0,036 A/B; f s = 89,6 МГц; s = –1,91°; S 1 S 1.0 = 0,036 A/B; I к1 = = 0,0033 A.

2. Выбираем кварцевый резонатор со следующими параметрами:

f кв = 2,99995 МГц; R кв = 50 Ом; Q кв = 50000 и задаемся мощностью, рассеиваемой резонатором Pкв = 0,0003 Вт < Pкв. доп = 0,0005 Вт.

3. Расчет параметров колебательной системы АГ.

Обобщенная расстройка г = 2Q кв f г f кв / f кв = 2 50000(3 –2,99995) / 3 = 1,67.

Реактивное сопротивление кварцевого резонатора на частоте генерации X э.кв = Rкв г = 50 1,67 = 83,5 Ом.

Полное реактивное сопротивление емкостной ветви контура X к = X э.кв Rкв tg s = 83,5 + 50 0,033 = 85,17 Ом.

Произведение X 1X 2 = R кв / (S1 cos s ) = 50/ (0,036 0,999) = 1389,7 Ом 2.

Амплитуда первой гармоники тока через кварцевый резонатор U б = I к1 / S1 = 0,0033/0,036 = 0,092 B.

Cопротивление конденсатора С X 2 = U б / I кв = 0,092 / 0,00346 = 26,5 Ом.

Сопротивление конденсатора С X 1 = X 1 X 2 / X 2 = 1389,7/ 26,5 = 52,44 Ом.

Сопротивление конденсатора С X 3 = X к X 1 X 2 = 85,17 – 52,44 – 26,5 = 6,23 Ом.

Емкости конденсаторов колебательной системы:

4. Расчет режима работы транзистора.

Амплитуда напряжения на коллекторе = 0,25 B.

Постоянное напряжение на коллекторе транзистора E к = 0.3eк. доп = 0,312 = 3,6 В.

Проверка недонапряженного режима работы U к. гр = E к i к m / S гр = 3,6 – 0,007 / 0,05 = 3,46 B.

Модуль эквивалентного сопротивления колебательного контура Z эк = U к / I к 1 = 0,25 /0,0033 = 75,8 Ом.

Мощность, потребляемая транзистором от источника коллекторного напряжения, P0 = E к i к m 0 = 3,46 0,007 0,286 = 0,00693 Вт.

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, Pк = P0 Pкв = 0,00693 – 0,0003 = 0,00663 Вт.

Коэффициент полезного действия транзистора = Pкв / P0 = 0,3/6,93 = 0,043.

Постоянная составляющая тока базы I б0 = iк m 0 / 0 = 0,007 0,286/50 = 0,04 мA.

Напряжение смещения на базе E б = U б cos + E б0 = – 0,092 0,174 + 0,25 =0,234 В.

5. Расчет элементов цепей питания.

Lдр = (20...30)Z эк / г = 25 75,8/2 3 10 = 100,6 мкГн.

Часто, с точки зрения технологичности целесообразно заменить дроссель балластным резистором R б, сопротивление которого выбирается из аналогичного условия, т. е. R б =(20...30) Z эк.

Напряжение источника коллекторного питания = E к + I к0 + I б0 R э, где R э определяется из соотношения (1.3). В том случае, когда вместо дросселя используется балластный резистор при вычислении E и.к, необходимо учесть падение напряжения на этом резисторе.

Расчет цепей базового автосмещения проводится на основе соотношений (1.6) – (1.8), а C э выбирается из условия I к1 / гC э = = U б / (20...30).

1.3.4. Расчет автогенератора с кварцевым резонатором При разработке методики расчета АГ, выполненного по схеме рис. 1.5, так же как и в предыдущем случае, воспользуемся уравнением стационарного состояния [2]:

f к ) / f к – обобщенная расстройка; Qк – нагруженная добротность контура в коллекторной цепи АГ; 2 f к = 1/ L к C к ; С к = C1C 2 / (C1 + + C 2 ) – емкость контура; R к – собственное сопротивление потерь в контуре; Z эм = R эм + j X эм – комплексное сопротивление, представляющее собой параллельное соединение входного сопротивления транзистора, включенного по схеме с общей базой, и резистора в эмиттерной цепи R4.

Учитывая, что наибольшая стабильность частоты АГ может быть получена только в том случае, когда частота генерации совпадает с частотой последовательного резонанса КвР, в дальнейшем будем считать f г = f кв. Фазовый угол средней крутизны транзистора при его включении по схеме с общей базой существенно меньше, чем в схеме с общим эмиттером, что позволяет считать крутизну транзистора вещественной и положить S1 = S1.0. Кроме того учтем, что емкость кварцедержателя C нейтрализована индуктивностью выбранной из условия L0C0 = 1 / кв. Тогда, записав соотношение (1.16) отдельно для мнимых и вещественных составляющих и выполнив необходимые преобразования, получим уравнения баланса фаз и баланса амплитуд:

K = C1 / C2 ; R вн - сопротивление, вносимое в контур цепью обратной связи.

В процессе расчета необходимо определить параметры колебательной системы АГ ( L к и С к ) и цепи обратной связи ( K и R4 ).

Поэтому, помимо уже имеющихся двух уравнений (1.17) и (1.18), необходимо составить еще 2. Одним из них может служить уравнение, связывающее мощность, рассеиваемую КвР, с параметрами АГ, т. е.

соотношения следует, что заметить, что выполнение полученного равенства возможно только при условии, что i к m < 2Pкв / 1 R кв, которое необходимо учесть при выборе амплитуды импульса коллекторного тока транзистора.

Таким образом, задавшись значениями i к m, и Pкв, по известным параметрам КвР и транзистора можно рассчитать R4 и определить R эм.

Далее, учтя, что эквивалентное сопротивление контура без учета потерь, вносимых цепью Rкв, R эм, определяется равенством R эк = 1/ 2 C к R к, где C к = C 2 K / (1 + K ), приведем выражение для 1 к С учетом последнего равенства уравнение баланса амплитуд может быть представлено как где R эк = R эк K 2 / (1 + K ) – эквивалентное сопротивление контура в точках подключения кварцевого резонатора.

Высокая фиксирующая способность КвР может быть реализована только в том случае, если выполнено условие R кв > R эк. Практически соотношения (1.19) можно определить значения коэффициента K и R эк.

Затем, задавшись реализуемой добротностью контура Qк = 1/ квC к R к = = (50...100), определяется волновое сопротивление контура Порядок расчета АГ изложен в приводимом далее примере.

Пример расчета.

Рассчитать параметры и режим работы АГ, работающего на частоте 15 МГц и выполненного на транзисторе ГТ313.

Параметры транзистора: f = 900 МГц, 0 = 50, S гр = 0,05, E б0 = – 0,25 В, r б = 60 Ом, iк. доп =0,03 A, Pк. доп = 0,5 мВт.

Параметры кварцевого резонатора:

f кв = 15 МГц, R кв = 11 Ом, С0 = 7 пФ, Qкв = 67000.

Задаемся мощностью, рассеиваемой КвР, Pкв = 0,2 мВт.

1. Расчет параметров транзистора.

транзистора i к m < 2Pкв / 1 R кв = 2 Задаемся i к m = 5 мА и определяем S 0 = 0,081 A/B, S1.0 = 0,023 A/B, U б = 0,11В.

2. Расчет параметров колебательной системы и цепи обратной связи.

Сопротивление резистора в эмиттерной цепи = 32 Ом.

Сопротивление R эм = R 4 / (1 + S1.0R 4 ) =32/(1+0,023·32)= 18,4 Ом.

Задаемся R эк = 0,25R кв = 0,25·11= 2,75 Ом.

Вспомогательный параметр A = S1.0R эм R эк / (R кв + R эм + R эк ) = 0,023·18,4·2,75/(11+18,4+2,75) = 0,036.

Отношение емкостей K = A / (1 A) = 0,036(1–0,036) = 0,037.

Эквивалентное сопротивление контура R эк = R эк (1 + K ) 2 / K 2 =2,75 (1+0,037) /0,037 2 =2160 Ом.

Задаемся добротностью контура Q =50.

Параметры колебательной системы к = R эк / Qк =2160/50= 43,2 Ом; С к = 1 / (2 f кв к ) =1/(2 15·10 6 ·43,2) = = 246 пФ; L к = к / (2 f кв ) = 43,2/(2 ·15·10 6 ) = 0,458 мкГн; С2 = Ск (1+ +К)/К = 246 (1+0,037) / 0,037 = 6894 пФ; С1 = KС2 = 0,037·6894 = 255 пФ.

Индуктивность, нейтрализующая емкость кварцедержателя 3. Расчет энергетических параметров автогенератора.

Параметр (11+18,4) 2160 =10,7.

Сопротивление коллекторной нагрузки транзистора R к. н = R эк / (1 + K ) 2 (1 + 1 / 1 ) =2160/ (1 + 0,037) 2 (1 + 1 / 10,7) =1837 Ом.

Амплитуда напряжения на коллекторе U к = iк m 1R к. н = 5·10 3 ·0,436·1837 = 4,005 В.

Далее из условия получения недонапряженного режима работы выбирается E к, рассчитываются потребляемая мощность, отдаваемая транзистором мощность, мощность, рассеиваемая на коллекторе, и КПД коллекторной цепи.

При расчете цепей питания необходимо учесть, что база транзистора заземлена по высокой частоте. Поэтому при расчете делителя R1, R необходимо задаться током через делитель Iд = (5...10) Iб0, а затем воспользоваться приведенными ранее соотношениями.

1.3.5. Расчет автогенератора с кварцевым резонатором в контуре Уравнение стационарного режима для АГ, выполненного по схеме рис. 1.6, имеет вид Z э. к в = Rэ. кв + jX э. кв = Rкв (1 )[1 + j ( )] – эквивалентное сопротивление КвР с учетом шунтирующего действия R0 (см. п. 1.3.1); = квC0 Rкв ;

= 2Qкв ( f г f кв ) / f кв. Поскольку Rкв существенно больше собственного сопротивления потерь в контуре, последнее в расчетах не учитывается.

Крутизна резонатора, зашунтированного резистором R0, равна arctg( ) = 1/ 1 + ( ) 2 и достигает максимального значения при =. Следовательно, для обеспечения максимальной стабильности частоты частота генерируемых колебаний должна быть практически равна частоте последовательного резонанса КвР. Заменив в условии стационарности (1.20) г на кв и выделив отдельно мнимую и вещественную части равенства, нетрудно получить где X к – реактивное сопротивление по обходу колебательной системы на частоте генерации.

При расчете колебательной системы АГ необходимо определить Lк, C1 и C2. Поэтому помимо двух уравнений (1.21) и (1.22) необходимо составить еще одно. Таким уравнением может быть уравнение, связывающее мощность, рассеиваемую КвР, с напряжением на базе транзистора, током через резонатор и параметрами колебательной системы, т. е. X 2 = U б / 2 Pкв / Rкв.

Таким образом, выбрав транзистор и кварцевый резонатор и задавшись iк m, и Pкв, можно определить X к, X1 X 2 и X 3, т. е. рассчитать колебательную систему автогенератора.

Пример расчета.

Рассчитать параметры и режим работы АГ, работающего на частоте 10 МГц и выполненного на транзисторе ГТ313.

Необходимые для расчета параметры транзистора: i к m = 6 мA;

S 0 = 0,081 A/B; s = –3,5°; I к1 = 2,62 мA. Параметры кварцевого резонатора: f кв = 10 МГц; C0 = 5 пФ; Pк в = 0,3 мВт; Qкв = 3410 3 ; Rкв = 35 Ом.

Задаемся Pкв мВт.

Вспомогательный параметр = 2 f квC0 Rкв = 2 10 7 510 12 35 = = 0,011.

Резистивное сопротивление КвР Rэ. кв = Rкв (1 ) Rк в = 35 Ом.

Реактивное сопротивление по обходу колебательной системы X к = Rэ. кв tg s = –35 0,061 = – 2,14 Ом.

Произведение X1 X 2 = Rкв /( S1.0 cos 2 s ) = 35/ (0,023 0,996) = 1522 Ом 2.

Амплитуда напряжения на базе транзистора U б = I к 1 / S1 = 2,62 103 / 23 103 = 0,11 В.

R0 = 1 /(2 f квC0 ) = 1 /(2 107 5 10 12 ) = 3184 Ом.

X 2 = U б / I к в = 0,11 / 4,14 103 = 26,6 Ом;

Емкости конденсаторов:

Сопротивление индуктивности контура X L = X к + X 1 + X 2 = 21,4 + 57,2 + 26,6 = 81,66 Ом.

Индуктивность контура Эквивалентное сопротивление контура R эк = X 1 / R кв = 57,22 / 35 = 93,6 Ом.

Далее следует расчет энергетических характеристик АГ и элементов цепей питания, который может быть выполнен на основании приведенных ранее соотношений. Однако при выборе блокировочных и разделительных элементов необходимо учитывать специфические особенности рассчитываемой схемы.

1.4. Автогенераторы на интегральных микросхемах При построении тактовых генераторов цифровых устройств широко используются автоколебательные схемы на базе операционных усилителей, а также на основе логических элементов. Так, в составе некоторых серий ТТЛ имеются несколько аналого-импульсных схем, управляемых по часто-те мультивибраторов–автогенераторов (например, К531ГГ1), на выходе которых получают напряжение в виде меандра с частотой fг = 5 10 / C, определяемой внешней емкостью конденсатора С [4]. Для микросхемы К531ГГ1 диапазон частот выходных колебаний может составлять от 1 Гц до 60 МГц. Дополнительные входы управления позволяют не только плавно изменять частоту АГ в широких пределах, но и осуществлять прерывание последовательности.

При высоких требованиях к стабильности частоты f/f < 10 в АГ, выполненных на основе линейных или цифровых интегральных микросхем (ИМС), в качестве колебательной системы используются кварцевые или пьезокерамические резонаторы. Гибридные линейно-импульсные ИС, а также К1533, К1554, К564 обеспечивают подключение внешних элементов обратной связи и позволяют на их основе создать миниатюрные кварцевые АГ, удовлетворяющие требованиям по стабильности частоты, экономичности и надежности при частотах до 120 МГц. Так, ИС К531ГГ1 обеспечивает получение высокостабильных колебаний при частоте генерации до 85 МГц, а также возможность управления частотой колебаний при использовании ее в режиме ГУН. В таких АГ резонатор выполняет роль узкополосного фильтра, включенного в цепь положительной обратной связи, и условия самовозбуждения обеспечиваются вблизи частоты его последовательного резонанса.

В тех случаях, когда выходное напряжение должно быть гармоническим, можно использовать схему АГ на основе операционного усилителя, работающего в линейном режиме, и высокодобротную колебательную систему (резонатор) (рис. 1.7). Ограничение амплитуды колебаний и устойчивое самовозбуждение достигаются благодаря Рис. 1. нелинейной отрицательной обратной связи, за счет встречно-параллельного включения диодов Д1, Д2.

Разработано довольно большое число фильтровых схем КГ, построенных с использованием логических ИС. Форма колебаний на выходе таких генераторов близка к прямоугольной. Особенностью КГ, выполненных на логических ИС, является (как и в случае мультивибраторов) необходимость дополнительных элементов, обеспечивающих мягкий режим самовозбуждения, так как в исходном состоянии (0 или 1) коэффициент усиления инверторов близок к нулю, и условие баланса амплитуд в АГ не выполняется. Мягкий режим самовозбуждения в схеме кварцевого АГ на рис. 1.8 обеспечивается паразитных высокочастотных колебаний на гармониках резонатора.

Рассматриваемая схема КГ, выполненная на ИС серий К1554, К1533, обеспечивает устойчивую работу в широком диапазоне номиналов R1, R > Rн min и С1 (R1 = R2 = = (200...2000) Ом, С1 = (100...1000) пФ).

Номинальное значение емкости C2 можно определить исходя из значения частоты п паразитных колебаний, возникающих в системе при охвате трех инверторов обратной связью через резисторы R1, R2.

При большем петлевом усилении условие баланса фаз i ( ) = выполняется на частотах п, определяемых величиной задержки з инвертора: п 1/з, где з = (tз1.0 – tз0.1)/2; tз1.0 и tз0.1 – время задержки импульсов переключения. Конденсаторы С1 и С2, обеспечивая подавление паразитных колебаний в схеме кварцевого АГ, должны оказывать слабое влияние на рабочую частоту г 0. Исходя из этого для номиналов R1 = = R2 и С2 можно привести следующие оценки где Rэ.кв — эквивалентное сопротивление кварца; U min – минимальное выходное напряжение логической единицы; Uпор max – максимальное пороговое напряжение переключения; Iвх max – максимальный входной ток.

Как уже отмечалось, частота генерации КГ не совпадает с частотой последовательного резонанса кварца 0 из-за фазового угла задержки двух инверторов i и фазового угла входной цепи вх.

входное сопротивление инвертора), должен быть скомпенсирован на частоте генерации фазовым углом кварцевого резонатора э. кв = = – вх – i, что приводит к падению фиксирующей способности резонатора = Qкв cos 2 э. кв и соответствующему падению стабильности частоты. Для уменьшения вх обычно выбирают С1 < С2 /(3...5). Введение корректирующих элементов (обычно подстроечных конденсаторов, включаемых последовательно или параллельно резонатору) в схему кварцевого АГ, позволяет в некоторых пределах изменять частоту колебаний.

При работе на частотах, близких к предельным для данной серии, условия баланса фаз в схеме кварцувого АГ перестают выполняться и в этом случае могут быть использованы обращенные схемы автогенератора на одном инверторе. В схеме, приведенной на рис. 1.9, кварцевый АГ с г < 5 МГц выполнен на инверторе ИС 564ЛН2, в котором режим мягкого самовозбуждения обеспечивается (с учетом технологии ИС) резистором R с сопротивлением 5 МОм, а условия баланса фаз за счет введения корректирующих RC-цепей (R2 = 13 кОм, С2 = 30 пФ, С1 = 20 пФ).

некоторых пределах изменять частоту колебаний.

При работе на частотах, близких к предельным для данной серии, условия баланса фаз в схеме кварцевого АГ перестают выполняться и в этом случае могут быть использованы обращенные схемы автогенератора на одном инверторе. В схеме, приведенной на рис. 1.9, кварцевый АГ с г < 5 МГц выполнен на инверторе ИС 564ЛН2, в котором режим мягкого самовозбуждения обеспечивается (с учетом технологии ИС) резистором R с сопротивлением 5 МОм, а условия баланса фаз за счет введения корректирующих RC-цепей (R2 = 13 кОм, С2 = 30 пФ, С1 = 20 пФ).

2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

2.1. Конструктивное выполнение мощных усилителей Транзисторы являются приборами сравнительно маломощными, выходная мощность отдельной двухтактной ячейки обычно не превышает 100...200 Вт. Поэтому для получения необходимого уровня выходной мощности всего усилителя приходится использовать в выходном каскаде от одной до нескольких десятков таких двухтактных ячеек.

В зависимости от диапазона частот и значения выходной мощности получили распространение два принципа конструирования усилителей.

При сравнительно небольшой мощности, когда число двухтактных усилительных ячеек в оконечном каскаде, как правило, не превышает двух, весь усилительный тракт, включая и предварительные каскады усиления, выполняется на единой монтажной плате.

Если же выходная мощность велика, используется так называемый блочно-модульный принцип построения. Один из вариантов структурной схемы усилителя, построенного по такому принципу, приведен на рис. 2.1.

В оконечном каскаде (ОК) используются восемь двухтактных усилительных ячеек, в предоконечном (ПОК) – две, а в предварительном усилителе (ПУ) - одна ячейка.

Для разделения мощности в цепях возбуждения и суммирования мощности ячеек оконечного каскада используются мостовые схемы, обеспечивающие взаимную электрическую развязку отдельных усилительных ячеек. Схема сложения мощности (так же, как и система распределения входного сигнала) в принципе может быть реализована на произвольное число входов, но обычно стремятся использовать иерархическую систему сложения на основе двухвходовых схем (по типу схемы на рис. 2.1).

Усилители оконечного и предоконечного каскадов сгруппированы в два модуля А2 и А3 (при большем уровне мощности число таких модулей может быть и большим). Конструктивно каждый из этих модулей выполнен функционально законченным. В состав модулей могут включаться различные дополнительные устройства: схемы защиты, устройства повышения линейности усиления, амплитудные и фазовые выравниватели, источники вторичного электропитания. Каждая из двухтактных усилительных ячеек оконечного каскада часто выполняется на отдельной монтажной плате. В этом случае каждый модуль компонуют из унифицированных усилительных плат (причем, в оконечных и предоконечных каскадах могут использоваться однотипные платы) и устройств суммирования и деления мощности. При таком подходе вопрос наращивания выходной мощности решается просто увеличением числа модулей. Дополнительной разработки требуют лишь системы суммирования и деления мощности модулей. Соединения между отдельными компонентами усилителя внутри модулей могут быть неразъемными, в то время, как межмодульные – обычно разъемные.

При окончательном конструктивном оформлении усилителя часто включают в стойку дополнительный (резервный) модуль, который используется для оперативной замены одного из вышедших из строя основных модулей.

Возбуждение модулей осуществляется блоком предварительного усиления А1, а суммирование мощности на выходе – выходным сумматором А4, в состав которого может включаться выходной трансформатор Т (обычно типа длинной линии). Необходимость установки трансформатора диктуется требованием обеспечения выхода на стандартное значение сопротивления нагрузки (50 или 75 Ом) и определяется при расчете выходных цепей оконечного каскада.

Требования по уровню внеполосного излучения к мощным усилителям весьма жесткие. Удовлетворить эти требования при проектировании усилительных модулей оконечного каскада, в которых транзисторы работают в сугубо нелинейном режиме, не удается. Поэтому на выходе усилителя устанавливается блок фильтров Z1, в задачу которого и входит обеспечение требуемого уровня внеполосных излучений. Как правило, это блок переключаемых фильтров (полосовых или нижнечастотных), диапазон рабочих частот для каждого из которых не превышает октавы (обычно 1,5... 1,7). Часто такие фильтры строятся в форме диплексеров, обеспечивающих не только фильтрацию высших гармонических составляющих, но и их поглощение в нагрузке фильтра верхних частот.

Расчет выходной цепи усилителя не зависит от типа транзистора (биполярный, полевой с p-n – переходом или с изолированным затвором) и от схемы его включения. Для определенности анализ проведем на примере биполярного транзистора, включенного с общим эмиттером. Отличие для других транзисторов будет лишь в условных графических обозначениях на схемах и в буквенных – на диаграммах и в аналитических соотношениях.

Рассмотрим два варианта построения двухтактной схемы усилителя, выходные цепи которых (без цепей питания по постоянному току) изображены на рис. 2.2, а, б. В первой схеме средняя точка двухтактного трансформатора заземлена (точнее, соединена с эмиттерами транзисторов обоих плеч), а нагрузка каскада Rн включена между коллекторами транзисторов. В некоторых модификациях схемы нагрузка может подключаться либо параллельно одной из обмоток, либо к дополнительной (вторичной) обмотке трансформатора. Однако для анализа, полагая трансформатор идеальным, эти схемы можно считать эквивалентными схеме на рис. 2.2, а.

Схема на рис. 2.2, б (так называемое встречно-параллельное соединение транзисторов) является эквивалентной для двухтактных бестрансформаторных усилителей с последовательным включением транзисторов по постоянному току.

Диаграммы токов и напряжений одного из транзисторов и динамическая характеристика, справедливые для обоих вариантов рассматриваемых схем, приведены на рис. 2.2, в. Импульс коллекторного тока транзистора представляется отрезком косинусоиды с максимальным значением iк m. Для упрощения дальнейших выражений будем полагать угол отсечки коллекторного тока = 90°. Из-за влияния второго плеча двухтактной схемы напряжение на коллекторе каждого из транзисторов при таком угле отсечки косинусоидально.

Из диаграммы на рис. 2.2, в могут быть получены следующие соотношения между параметрами усилителя:

где uк m – максимальное мгновенное значение напряжения на коллекторе (между коллектором и эмиттером); u0 – минимальное (остаточное) напряжение на коллекторе; Uк – амплитуда переменного напряжения на коллекторе; Eк – напряжение коллекторного питания; Sгр = 1/rнас – крутизна линии граничного режима по высокой частоте; rнас – сопротивление насыщения коллекторного перехода; iк m, Iк1, Iк0 – амплитуда, первая гармоника и постоянная составляющая коллекторного тока; 1, 0 – коэффициенты разложения импульса коллекторного тока (при = 90° и косинусоидальной форме импульса 1 = 0,5, 0 =1/ = 0,318);

P1 – мощность первой гармоники, отдаваемая в нагрузку одним транзистором (мощность на выходе двухтактной схемы будет равна 2P1);

P0 – мощность, потребляемая транзистором от источника питания;

Pк – мощность, рассеиваемая на коллекторе; – коэффициент полезного действия по коллекторной цепи; Rк – сопротивление нагрузки по первой гармонике, ощущаемое одним транзистором.

Анализ соотношений (2.1) и диаграмм на рис 2.2, б показывает, что для полного определения режима выходной цепи усилителя необходимо задать три независимых параметра. Один из них – угол отсечки коллекторного тока – в широкополосных усилителях обычно выбирается равным 90°. В некоторых случаях для повышения линейности усиления угол отсечки может увеличиваться до 120°, но, поскольку увеличение угла отсечки свыше 90° приводит к существенному снижению КПД, такой режим используется сравнительно редко и, по преимуществу, в предварительных каскадах. Работа без отсечки коллекторного тока (т. е.

при =180°) для мощных высокочастотных транзисторов может быть вообще неприемлема из-за явления вторичного пробоя, когда транзистор выходит из строя при рассеиваемой на коллекторе мощности, раз в меньше допустимой.

В качестве второго параметра, определяющего режим каскада, чаще всего выбирается напряжение источника коллекторного питания Eк, реже – максимальное мгновенное напряжение между коллектором и эмиттером uк m. Выбор третьего параметра в большей степени определяется конечной целью расчета. Это может быть расчет на полное использование транзистора по мощности или по току, на заданную мощность в нагрузке или мощность источника коллекторного питания, на заданное сопротивление нагрузки.

Расчет выходной цепи двухтактного усилителя целесообразно начинать с определения амплитуды импульса коллекторного тока. Для этого соотношения (2.1) необходимо преобразовать таким образом, чтобы получить выражение, определяющее iк m через заданные параметры. Если соотношение находится как решение квадратного уравнения, необходимо из двух корней выбрать тот, который обеспечивает большее значение КПД.

При расчете на полное использование транзистора по мощности задается рассеиваемая на коллекторе мощность, значение которой не должно превышать паспортного значения при указанной там температуре корпуса транзистора. При большей температуре корпуса, определяемой условиями охлаждения, допустимое значение Pк определяется из соотношения где Tп. доп – принимаемая за допускаемую температура перехода (т. е.

кристалла полупроводника), RТ. п–к – тепловое сопротивление участка переход – корпус транзистора (паспортная величина). Степень использования транзистора по мощности, рассеиваемой на коллекторе, можно оценивать по тому, на сколько принятая при проектировании допустимая температура перехода Tп. доп меньше максимальнодопустимой температуры Tп max, указываемой в технических условиях на транзистор.

Из соотношений (2.1) при угле отсечки = 90° для амплитуды импульса коллекторного тока получаются следующие соотношения:

Если в качестве основы для расчета задается значение мощности P1, которую должен обеспечить транзистор в нагрузке, выражения для iк m из (2.1) могут быть получены в виде В соотношениях (2.3) и (2.5) полагается заданным напряжение источника коллекторного питания, а в (2.4) и (2.6) – максимальное напряжение на коллекторе.

При проектировании усилителей с учетом конструкторскотехнологических ограничений возникает необходимость расчета каскада на заданное сопротивление нагрузки, которое может определяться волновым сопротивлением антенного фидера, структурой системы суммирования мощности, удобством конструирования согласующего трансформатора в системе суммирования (или условием его исключения), номенклатурой волновых сопротивлений плоских или коаксиальных кабелей (элементной базы выходной цепи усилителя, систем суммирования и согласования). В этом случае амплитуда импульса коллекторного тока находится из соотношений:

Во всех случаях, прежде чем продолжать расчет, необходимо убедиться в том, что найденное значение iк m (или Iк0) не превышает предельно допустимого. В противном случае следует принять значение iк m, соответствующее наиболее жесткому из ограничений по допустимым величинам (iк m или Iк0).

Далее по соотношениям (2.1) определяются все остальные параметры каскада и характеристики режима работы транзистора. Сопротивление нагрузки каскада Rн = 2Rк – для схем, приводящихся к эквивалентной схеме на рис. 2.2, а, и Rн = Rк /2 – для схем, эквивалентных приведенной на рис. 2.2, б,. Примеры таких схем приведены на рис. 2.3. Расчет и выбор блокировочных и разделительных элементов производятся по обычной методике. Сопротивление таких конденсаторов должно быть много меньше, а индуктивностей – много больше сопротивления нагрузки (во всем диапазоне рабочих частот). Описание схем и соображения по расчету трансформирующих устройств приведены в [6]. Схемы корректирующесогласующих цепей (КСЦ) рассматриваются далее.

В заключение расчета коллекторной цепи следует сформулировать задание на конструирование системы охлаждения (отвода тепла от транзисторов), определив требуемое тепловое сопротивление радиатора из соотношения, аналогичного (2.2):

где Tр = Tк + Tк–р – температура радиатора; Pр – суммарная мощность, рассеиваемая на транзисторах, установленных на общем радиаторе.

На одном радиаторе обычно располагают или два транзистора, составляющих двухтактную схему, или все транзисторы, входящие в конструктивно законченный модуль (например, А2 или А3 в схеме на рис. 2.1). Исходя из этого и определяется мощность Pр. Температура радиатора превышает температуру корпуса транзистора на значение Tк–р = Rт. к–р Pк. Тепловое сопротивление участка корпус транзистора – радиатор (Rт. к–р ) зависит от площади поверхности контакта транзистора и радиатора, обработки поверхности радиатора в месте контакта, прижимного усилия и применения теплопроводящих паст.

Ориентировочно можно считать: Rт. к–р = (0,2…0,6)Rт. п–к.

Рекомендуется следующая методика расчета выходной цепи усилителя. После выбора типа транзистора производится расчет на полное использование по мощности, задавшись Pк, исходя из приведенных ранее соображений. Иначе говоря, определяется максимальная мощность, которая может быть получена от усилителя, выполненного по двухтактной схеме. Затем вычисляется необходимое число таких двухтактных ячеек в оконченном каскаде усилителя исходя из требуемой по заданию мощности в нагрузке. При этом необходимо учесть неизбежные потери мощности в коммутируемых фильтрах гармоник (на уровне 5…10%, в зависимости от мощности) и в системе суммирования мощности (также 5…10%).

Найденное число двухтактных ячеек, естественно, нужно округлить до целого, руководствуясь при этом свойствами схем суммирования и возможностями корректировки задания по уровню выходной мощности.

Как отмечалось ранее, мостовые схемы наиболее просто реализуются и обладают наилучшими характеристиками при числе входов, равном 2 (k – целое число), поэтому, в частности, широко используются иерархические схемы, аналогичные приведенной на рис. 2.1. Схемы с другим числом входов трудно реализуются на уровне мощности больше 200...300 Вт.

Поэтому трехвходовые схемы можно использовать только на первом этапе суммирования. Отсюда вытекает рекомендуемый ряд для числа двухтактных ячеек в усилителе: 1, 2, 3, 4, 6, 8, 12, 16, …. Подчеркнутые числа являются предпочтительными.

Определив таким образом число двухтактных ячеек в оконечном каскаде, необходимо выполнить расчет, обеспечивающий получение в нагрузке заданной мощности. Для этого вычисляется мощность P1 исходя из мощности в нагрузке, числа ячеек, потерь мощности в схемах суммирования и фильтрации.

Как уже отмечалось, особенность расчета широкополосных усилителей, построенных по блочно-модульному принципу, определяется свойствами систем сложения и деления мощности. Одно из основных свойств широкополосных мостовых схем заключается в том, что входные сопротивления у них отличаются от сопротивления нагрузки в число раз, равное числу входов (как в сторону увеличения, так и уменьшения), т. е. у схемы сложения мощности двух генераторов входное сопротивление может быть или в 2 раза больше сопротивления нагрузки, или в 2 раза меньше. Для четырехвходовых схем это отношение может быть равно 4, 1/4 или 1. Поэтому после расчета усилителя на требуемую мощность необходимо составить структурную схему цепи сложения (по типу рис. 2.1) и рассчитать уровни сопротивлений на всех этапах суммирования мощности. При составлении схемы необходимо стремиться к тому, чтобы сопротивление нагрузки было наиболее близко к стандартному значению (50 или 75 Ом) или легко приводилось к нему за счет включения дополнительного трансформатора на выходе системы суммирования.

Ввиду того, что выходная мощность достаточно ве-лика, необходимо исполь-зовать трансформаторы типа длинной линии. Схе-мы таких трансформато-ров с коэффициентом трансформации (по напряжению) n = 2 или n = 1, приведены на рис. 2.4. Для всех трех схем, приведенных на рис. 2.4, входное сопротивление Rвх = Rн/n2, а волновые сопротивления отрезков кабелей должны удовлетворять условию W = Rн/n. Для получения наибольшей широкополосности необходимо длины всех кабелей в трансформаторе выбирать одинаковыми, хотя при фазовом набеге в линиях меньше 20...30° из конструктивных соображений от этого требования отходят. Если две линии располагают на одном сердечнике (что желательно, так как приводит к расширению полосы в области нижних частот); числа витков, образуемые отдельными линиями, и направления их намотки на сердечнике должны согласовываться с продольными напряжениями на линиях.

Таким образом, на заключительном этапе расчета выходной цепи сопротивление нагрузки обычно принимается равным 50 или 75 Ом, что приводит к некоторому изменению сопротивления нагрузки для отдельной двухтактной усилительной ячейки и необходимости перерасчета коллекторной цепи по методике, соответствующей ситуации. Выходная мощность усилителя при этом в небольших пределах изменится, но на это, как правило, идут, так как конструктивно такой усилитель получается наиболее оптимальным, в частности из-за того, что кабели в согласующих трансформаторах и в мостовых схемах будут согласованными (будут работать в режиме бегущей волны).

2.3. Расчет входной цепи усилителя на биполярных транзисторах В основу расчета входной цепи широкополосного усилителя на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, положен анализ, выполненный в [6]. В этом пособии обосновано преобразование физической эквивалентной схемы транзистора (см.

рис. 2.5, а) в эквивалентную схему (рис. 2.5, б), в структуре которой отсутствуют связи входной и выходной цепей.

Влияние обратных связей при таком преобразовании изменяет все четыре параметра четырехполюсника: входное и выходное сопротивления, прямую и обратную передачи. Но специфика мощных биполярных транзисторов, заключающаяся в большом значении крутизны транзистора по переходу Sп, приводит к тому, что параллельная обратная связь по напряжению (через емкость коллекторного перехода Cк) наиболее сильно влияет на выходное сопротивление транзистора, а последовательная обратная связь по току (через индуктивность эмиттерного вывода Lэ) на входное сопротивление. Влияние на другие параметры существенно слабее. Именно поэтому в эквивалентной схеме на рис. 2.5, б влияние устраненных связей между входом и выходом учтено включением лишь двух элементов сопротивлений Ri и rо.с. Усилительные свойства транзистора отображаются на эквивалентной схеме включением генератора, управляемого напряжением на эмиттерном переходе, iг = Sпuп.

Исходными данными для расчета входной цепи служат результаты расчета коллекторной цепи, параметры транзистора ( fт =(1/2)(Sп /Cэ) – предельная частота коэффициента усиления тока; 0 = r Sп – коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером; Cк – емкость коллекторного перехода; rб – сопротивление “тела” базы; Lэ, Lб, Lк – индуктивности выводов транзистора) и диапазон рабочих частот (н = 2fн – нижняя, в = 2fв – верхняя частоты диапазона).

Как правило, для мощных высокочастотных транзисторов область рабочих частот располагается выше граничной частоты транзистора по току f = fт / 0. Для некоторых транзисторов работа на частотах ниже f, также как работа без отсечки коллекторного тока, может быть вообще недопустима (это оговаривается в технических условиях на транзистор).

Может быть рекомендован следующий порядок расчета входной цепи усилителя, когда последовательно определяются:

1. Выходное сопротивление транзистора на частотах выше f, обусловленное внутренней обратной связью через емкость коллекторного перехода Cк:

При работе транзистора с отсечкой коллекторного тока необходимо учитывать эффект увеличения эквивалентного сопротивления по первой гармонике:

где i = 1/1 (1 cos ) – коэффициент приведения внутреннего сопротивления (i = 2 при = 90°).

2. Нагрузочный коэффициент, учитывающий уменьшение коллекторного тока по отношению к току внутреннего генератора (обусловленный ответвлением части тока iг на сопротивление Ri в эквивалентной схеме на рис. 2.5, б):

3. Индуктивная и резистивная составляющие входного сопротивления транзистора:

где Lэ= Lэ+ Lм. э – сумма индуктивностей эмиттерного вывода Lэ и монтажных проводников в эмиттерной цепи Lм. э, по которым протекают одновременно коллекторный и базовый токи; Lм – индуктивность монтажа входной цепи усилителя, включающей корректирующую цепь и соединительные проводники от выходных зажимов линии передачи во входном трансформаторе до базового и эмиттерного выводов транзистора (индуктивность Lм. э также является частью суммарной индуктивности монтажа). В зависимости от конструктивного выполнения входной цепи индуктивность монтажа колеблется в пределах от 20 до 60 … 80 нГн. В резистивной составляющей присутствует (а зачастую преобладает) компонента, обусловленная обратной связью за счет эмиттерной индуктивности: rо.с = kнтLэ.

4. Входное сопротивление транзистора представляет собой последовательный колебательный контур. Добротность этой цепи на верхней рабочей частоте Для получения достаточно равномерной частотной характеристики усилителя добротность входной цепи необходимо иметь равной единице (неравномерность при этом около 10%). При меньшей добротности частотная характеристика может быть и более равномерной, но при этом снижается усиление каскада, поэтому добротность меньше единицы обычно не выбирают. При добротности больше единицы в частотной характеристике будет большой подъем на резонансной частоте входной цепи.

Чтобы добиться единичного значения добротности, необходимо изменить компоновку входной цепи усилителя, с тем чтобы увеличить Lм при Qвх < 1 (а может быть и включить дополнительную катушку) или уменьшить – при Qвх > 1 (если возможно). Если уменьшение индуктивности по конструктивным соображениям не представляется возможным, необходимо снижать добротность за счет увеличения резистивной составляющей входного сопротивления. Включать для этой цели дополнительный резистор последовательно в цепь базы нежелательно, поскольку такое включение неизбежно приведет к дополнительному увеличению общей индуктивности монтажа (а габариты резистора в мощном усилителе не могут быть малыми). Целесообразнее пересмотреть конструктивное исполнение входной и выходной цепей усилителя, с тем чтобы, не изменяя общей индуктивности монтажа, увеличить в ней долю индуктивности в цепи эмиттерного вывода Lм. э до такой величины, при которой увеличение rо.с приведет к необходимому значению добротности. В дальнейших расчетах необходимо принимать скорректированные подобным образом значения Lвх и rвх.

5. Усредненное за время протекания тока значение крутизны транзистора по переходу т = kТп/q – так называемый температурный потенциал;

где элементарный заряд (заряд электрона); Тп – абсолютная температура перехода транзистора. При Тп = 293 К (20 °С) потенциал т = 0.025 В, при Тп = 423 К (150 °С) – т = 0.036 В. Параметр т необходимо определять при заданной (или вычисленной) ранее максимальной температуре перехода.

6. Усредненное значение диффузионной емкости открытого эмиттерного перехода 7. Первая гармоника тока внутреннего генератора в эквивалентной схеме транзистора на рис. 2.5, б (первая гармоника коллекторного тока транзистора при коротком замыкании нагрузки) 8. Амплитуда напряжения на эмиттерном переходе в открытом состоянии 9. Резонансная частота последовательного контура, которому эквивалентна входная цепь транзистора с учетом коррекции, выбирается равной верхней рабочей частоте усилителя. Из этого условия определяется значение эквивалентной емкости входной цепи:

10. Для обеспечения требуемого значения Cвх последовательно с базой транзистора включается корректирующий конденсатор, емкость которого Два варианта схем корректирующе-согласующих цепей, в состав которых входит корректирующий конденсатор, приведены на рис. 2.6.

11. Если нижняя частота рабочего диапазона н меньше граничной частоты транзистора по току = т/0, параллельно корректирующему конденсатору необходимо подключить резистор с сопротивлением Ввиду того, что разброс параметров транзистора по 0 достаточно велик, необходимо предусмотреть возможность подбора сопротивления корректирующего резистора. Пределы изменения сопротивления Rкор определяются соотношением (2.7) в зависимости от возможных пределов изменения 0.

12. Элементы цепи балластной нагрузки, построенной по типу дополняющей цепи (рис. 2.6, а), с учетом влияния отсечки базового тока, определяются из соотношений При высоких значениях выходной мощности и рабочих частот усилителя может получится, что рассчитанное значение Lбал будет соизмеримо с индуктивностями выводов конденсатора Cбал, тогда цепь балластной нагрузки может строиться по упрощенной R-L цепи (рис. 2.6, б). Элементы этой цепи можно выбирать из тех же соотношений 13. Входное сопротивление одного плеча двухтактного усилителя 14. Амплитуда напряжения на входе корректирующей цепи одного плеча усилителя 15. Мощность, необходимая для возбуждения одного плеча усилителя:

16. Коэффициент усиления каскада по мощности В схеме корректирующе-согласующих цепей на рис. 2.6 включены разделительные конденсаторы Cр.б, которые предотвращают замыкание источника смещения в базовой цепи через проводники линий входного трансформатора (см. рис. 2.3). Включение этого конденсатора не в общий провод, а в цепь корректирующего резистора преследует цель уменьшения индуктивности монтажа Lм (т. е. индуктивности контура протекания входного тока) на верхних частотах диапазона. Емкость этого конденсатора выбирается из условия сравнения его сопротивления на нижней частоте рабочего диапазона с сопротивлением резистора Rкор.

2.4. Расчет входной цепи усилителя на МДП-транзисторах По сравнению с биполярными полевые транзисторы типа МДП имеют ряд преимуществ. Прежде всего, следует указать на их повышенную температурную стабильность, ввиду того, что с увеличением температуры транзистора ток выходного электрода снижается, а не возрастает, как у биполярных транзисторов. Отсутствует ток управляющего электрода, обусловленный рекомбинацией носителей, поэтому нет постоянной составляющей тока затвора. Это значительно облегчает построение цепей смещения, дает возможность выполнять их маломощными, зачастую на основе высокоомных резистивных делителей (по типу резистивных делителей R1, R2, R3 и R4, R5, R6 на рис. 2.3, б). До более высоких частот крутизну МДП-транзистора при включении его с общим истоком можно считать постоянной, не зависящей от частоты.

Однако, как и биполярные, МДП-транзисторы – приборы низковольтные, поэтому увеличение мощности транзисторов может идти только за счет форсирования режима по току. Последнее обстоятельство приводит к тому, что мощные МДП-транзисторы за счет влияния индуктивности вывода истока частично теряют свои положительные качества в части чисто реактивного входного сопротивления и частотной независимости крутизны.

На рис. 2.7, а приведена упрощенная эквивалентная схема МДП-транзистора, в которую помимо индуктивностей выводов и междуэлектродных емкостей включен лишь источник тока Iг, управляемый напряжением на емкости Cзи. Здесь и далее индексы “с”, “з”, “и” относятся к электродам транзистора – стоку, затвору, истоку. Преобразовав эквивалентную схему таким образом, чтобы исключить внутренние обратные связи за счет элементов Cзс и Lи, но учесть в первом приближении их влияние, получим схему, изображенную на рис. 2.7, б. На этой схеме: Lвх = Lз + Lи, Lвых = Lс + Lи – индуктивности входной и выходной цепей; Cвх = Cзи + Cзс(1+KU), Cвых = Cси + Cзс – входная и выходная емкости транзистора с учетом влияния тока, протекающего через проходную емкость Cзс; Ri = Cзи/SCзс – выходное сопротивление транзистора, обусловленное обратной связью через емкость Cзс; S – крутизна характеристики iс = f(uзи); rвх = kнSLи/Cзи – резистивная составляющая входного сопротивления, вызванная индуктивностью вывода истока; KU – коэффициент усиления каскада по напряжению.

Принцип построения входной цепи усилителя определяется относительной величиной резистивной части входного сопротивления rвх, обусловленного индуктивностью истокового вывода. Постоянная времени rвхCвх определяет фактически граничную частоту транзистора по крутизне Если эта частота меньше верхней частоты рабочего диапазона (s < в), то построение входной цепи усилителя аналогично таковому для биполярного транзистора с общим эмиттером, вплоть до включения последовательно в цепь затвора корректирующего конденсатора и параллельно входу балластной нагрузки по типу дополняющей цепи.

Если s > в, то входное сопротивление транзистора можно считать емкостным (о компенсации индуктивной составляющей сопротивления см. далее). Задача входной цепи при этом заключается в создании на емкостном входном сопротивлении транзистора постоянного в рабочем диапазоне частот напряжения, при условии, что входное сопротивление цепи должно быть резистивным и постоянным во всем диапазоне частот.

Эта задача может быть решена различными методами [6], в частности использованием во входной цепи фазового контура, подобно схеме, приведенной на рис. 2.8. Если элементы фазового контура (в виде перекрытого Т-образного четырехполюсника) выбрать из соотношений:

то неравномерность амплитудно-частотной характеристики усилителя не превысит заданного значения, а входное сопротивление будет резистивным и равным Rвх = Rбал. В выражении, определяющем взаимную индуктив-ность между частями катушки, учтена входная индуктивность транзистора. Такой прием позволяет отрицательной взаимной индуктивностью между частями катушки скомпенсировать конструктивные индуктивности входной цепи транзистора. Индуктивность каждой половины катушки должна быть равна L, а индуктивность всей катушки – Lобщ = 2(L M). Значения коэффициентов b1 и b2 при аппроксимации характеристик полиномом Чебышева с неравномерностью приведены в табл. 2.1.

Расчет входной цепи каскада может проводиться в следующем порядке, при котором последовательно определяются:

1. Нагрузочный коэффициент, учитывающий снижение усиления за счет действия обратной связи через проходную емкость транзистора:

где Rк – сопротивление нагрузки транзистора (по первой гармонике);

Ri = iRi – выходное сопротивление транзистора по первой гармонике, i – коэффициент приведения внутреннего сопротивления (i = 2 при угле отсечки = 90°), 2. Амплитуда напряжения на входе фазового контура, равного напряжению между затвором и истоком транзистора:

3. Коэффициент усиления каскада по напряжению 4. Входная емкость транзистора 5. Расчет входной согласующей цепи, например по типу фазового контура (рис. 2.8) по приведенным ранее соотношениям, с предварительным заданием неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи.

6. Мощность, необходимая для возбуждения каскада Следует отметить, что практически вся эта мощность поглощается в сопротивлении нагрузки фазового контура, но это неизбежная плата за обеспечение резистивного характера входного сопротивления каскада во всем диапазоне рабочих частот 7. Коэффициент усиления каскада по мощности 8. Напряжение смещения определяется исходя из напряжения приведения (по характеристике iс = f(uзи)).

3. Коэффициент усиления каскада по напряжению 4. Входная емкость транзистора 5. Расчет входной согласующей цепи, например по типу фазового контура (рис. 2.8) по приведенным ранее соотношениям, с предварительным заданием неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи.

6. Мощность, необходимая для возбуждения каскада Следует отметить, что практически вся эта мощность поглощается в сопротивлении нагрузки фазового контура, но это неизбежная плата за обеспечение резистивного характера входного сопротивления каскада во всем диапазоне рабочих частот 7. Коэффициент усиления каскада по мощности 8. Напряжение смещения определяется исходя из напряжения приведения (по характеристике iс = f(uзи)).

3. РАСЧЕТ БЛОКА КОММУТИРУЕМЫХ ФИЛЬТРОВ

Отличие реальных характеристик транзисторов от кусочно-линейных и асимметричность плеч двухтактных схем приводят к тому, что в выходном сигнале каждой из базовых двухтактных схем, а значит, и на выходе передатчика появляются высшие гармоники, уровень которых может превысить допустимые значения. Так, для однополосных передатчиков средней мощности коротковолнового диапазона уровень любого побочного излучения не должен превышать 40 дБ. Поэтому в широкодиапазонных передатчиках, каскады которых не содержат резонансные фильтрующие цепи, между выходом устройства сложения мощностей отдельных двухтактных схем и входом согласующего устройства включается блок коммутируемых фильтров.

Каждый из фильтров блока может быть выполнен либо в виде фильтра нижних частот (ФНЧ), граничная частота которого меньше частоты вто-рой гармоники усиливаемого сигнала, либо в виде полосового фильтра, верхняя в i и нижняя н i граничные частоты которого удовлетворяют соотношению в i / н i = kд i 2. Обычно k д i = 15...1.7, но уточняется в процессе расчета.

Так как транзистор в каждом из плеч двухтактной схемы работает в граничном либо слабоперенапряженном режиме, а большая часть рабочего диапазона частот лежит выше, транзистор, а следовательно, и весь оконечный каскад, можно рассматривать как генератор тока с выходным сопротивлением, сравнимым с сопротивлением нагрузки. Поэтому схема фильтра и номиналы его элементов должны соответствовать этому случаю.

Кроме того, фильтр должен обеспечивать требуемое затухание на любой высшей гармонике и возможно меньшую неравномерность частотной характеристики в полосе пропускания.

Порядок расчета блока коммутируемых фильтров рассмотрим применительно к случаю использования ФНЧ, передаточная функция которого аппроксимируется полиномом Чебышева [5].

Расчет блока коммутируемых фильтров начинается с определения требуемого числа фильтров m. С этой целью, задавшись коэффициентом перекрытия диапазона работы каждого из фильтров k д, определяется m = lg( в / н ) / lg k д, где н и в - соответственно, нижняя и верхняя частоты рабочего диапазона передатчика. Полученный результат округляется до ближайшего целого числа m, и уточняется значение k д = m в / н, одинаковое для всех фильтров. По уточненному значению k д определяются граничные частоты каждого из фильтров: гр i = н k д i.

При этом гр m = в. Далее следует электрический расчет каждого из фильтров, включающий в себя определение числа элементов в фильтре n и их номиналы.

Электрическая схема i-го ФНЧ и его передаточная характеристика представлены на рис. 3.1, а и б.

На этом рисунке усилительный тракт передатчика совместно со схемой сложения мощностей заменен эквивалентным генератором тока с выходной проводимостью, равной 1/ Rвых, а Rн - входное сопротивление согласующего устройства.

Исходными данными для расчета каждого из фильтров блока помимо гр i являются:

- требуемое подавление высших гармоник усиливаемого сигнала где Pг. вх и Pг. вых - уровни мощности высшей гармоники на входе и на выходе фильтра соответственно;

- неравномерность амплитудно-частотной характеристики фильтра в полосе пропускания a = P1н / P1н, определяемая как отношение максимального отклонения мощности полезного сигнала на выходе фильтра к максимальному значению этой мощности;

- входное сопротивление согласующего устройства Rн, обычно равное 50 или 75 Ом.

Поскольку, как отмечалось ранее, передаточная функция фильтра аппроксимируется полиномом Чебышева, достаточно выполнить соотношение (3.1) для второй гармоники усиливаемого сигнала при частоте первой гармоники 1i = гр i / k д ( см. рис. 3.1, б).

Для получения расчетных соотношений, справедливых для любого фильтра блока, целесообразно ввести нормализованную частоту = / гр i и произвести нормировку элементов фильтра таким образом, чтобы нормированное сопротивление нагрузки фильтра приняло единичное значение. На рис. 3.1, б рядом с каждой из рассмотренных характерных частот указаны их нормализованные значения.

В соответствии со схемой рис. 3.1 передаточная функция рассмотренного фильтра является его сопротивлением передачи, т. е.

передаточной функции аппроксимируется полиномом Чебышева в соответствии с соотношением где – полином Чебышева n -го порядка;

неравномерности амплитудно-частотной характеристики; n – число элементов в фильтре.

функция должна удовлетворять условию Z 21 ( j) = 1 / a, откуда с учетом Зная требуемое значение полинома Чебышева и воспользовавшись соотношением (3.3), можно получить следующее приближенное равенство для определения числа элементов в фильтре n :

Таким образом, для определения количества элементов в фильтре необходимо по известному значению подавления высших гармоник и требуемой неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи a найти значения 2 и Tn ( 3 ) и, наконец, вычислить n.

Полученное значение n округляется в большую сторону до ближайшего целого нечетного числа n.

Оптимальное число элементов в фильтре составляет 3 или 5. Большее число элементов усложняет как саму схему фильтра, так и его реализацию и настройку. Поэтому, если расчетное значение n >5, целесообразно уменьшить коэффициент перекрытия k д. Это уменьшит значения гр i, увеличит 3 и уменьшит n. Далее по табл. 3.1 при известном отношении Rн / Rвых = r 1 определяютcя величины элементов нормализованного фильтра l k и ck для найденных значений 2 и n. Если значения 2, приведенные в табл. 3.1, не соответствуют расчетному значению, следует воспользоваться строкой с ближайшими, но меньшими расчетных, значениями 2.

Основные этапы проектирования подобных блоков тождественны описанным ранее, но включают следующие изменения.

Переход от нормализованного прототипа к ФНЧ с частотой среза гр i и сопротивлением нагрузки Rн производится на основе соотношений При значительной мощности радиопередатчика зачастую на выходные фильтры возлагается также задача подавления шумовых излучений и излучений на субгармонических составляющих, которые могут возникнуть при использовании в возбудителе передатчика синтезатора сетки дискретных частот. В этом случае блок коммутируемых фильтров строится на основе не ФНЧ, а полосовых фильтров.

При расчете числа фильтров в блоке необходимо учитывать конечную величину крутизны скатов их частотных характеристик. Поэтому для исключения провалов в результирующей амплитудно-частотной характеристике всего блока целесообразно значения верхней в i и нижней н i граничных частот каждого из фильтров определять из соотношений Синтез фильтра в этом случае также базируется на использовании нормализованного низкочастотного прототипа, однако нормализованная частота вводится с помощью соотношения Далее, как и ранее, из табл. 3.1 определяются величины ck и lk нормализованного низкочастотного прототипа, а переход к ФНЧ с частотой среза, численно равной полосе пропускания расcчитываемого полосового фильтра, производится на основе соотношений (3.4) с заменой гр i на Преобразование низкочастотного фильтра с параметрами Lk, C k и Rн в полосовой фильтр (рис. 3.2) производится подключением параллельно емкостям Ck в поперечных ветвях фильтра индуктивностей Lk = 1 / 2 0 Ck, а последовательно с индуктивностями Lk в продольных ветвях – конденсаторов с емкостью Ck = 1 / 2 0 Lk, где 2 0 = н i в i – квадрат среднегеометрической частоты рабочего диапазона частот фильтра.

Конденсаторы фильтров являются стандартными элементами и выбираются по значению емкости, допуску, группе ТКЕ, рабочему напряжению и реактивной мощности.

В общем случае при определении реактивной мощности PQ, проходящей через конденсатор, нужно учитывать все гармоники протекающего тока. Однако, поскольку базовые усилительные модули выполняются на основе двухтактных схем, а их транзисторы работают в классе В (все это приводит к снижению уровня высших гармоник), расчет реактивной мощности можно проводить только для первых гармоник.

Ток первой гармоники через емкость и напряжение на ней зависят от рабочей частоты и следует определить именно ту частоту, на которой реактивная мощность достигнет максимального значения. Однако с достаточной для практики точностью можно считать, что для конденсаторов, расположенных в продольных ветвях, реактивная мощность может быть I = (1,3...1,5) I н ; I н – амплитудное значение тока в нагрузке фильтра.

Аналогичным образом, для вычисления реактивной мощности, протекающей через конденсатор в поперечной ветви, можно воспользоваться соотношением где U = (1,3...1,5)U н ; U н – амплитудное значение напряжения на нагрузке.

В качестве конденсаторов фильтров радиопередающей аппаратуры обычно применяются керамические высоковольтные высокочастотные конденсаторы с минимальной индуктивностью выводов типа К-15У-1, К-15У-2 и К-15У-3, основные параметры которых приведены в табл. 3.2.

Номинальное напряжение ВЧ, кВ емкость, пФ Допуск, % мощность, кВА Катушки индуктивностей фильтров относятся к нестандартным элементам радиоаппаратуры и изготавливаются индивидуально.

Исходными параметрами для их конструктивного расчета являются полученное значение индуктивности, протекающий в них ток и максимальная рабочая частота.

Вне зависимости от вида используемых фильтров для получения требуемых частотных характеристик расчетные значения индуктивностей и емкостей должны быть реализованы с достаточной степенью точности.

1. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. М.: Сов.

радио, 1969.

2. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учеб. для вузов/ Под ред. Г. М. Уткина, В. Н. Кулешова и М. В. Благовещенского.

М.: Радио и связь, 1994.

3. Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ:

Учеб. пособие для вузов/ Под ред. О. В. Алексеева. М.: Радио и связь, 4. Шило В. Л. Популярные цифровые микросхемы: Справ. М.: Радио и связь, 1987.

5. Альбац М. Е. Справочник по расчету фильтров и линий задержки. М.:

Госэнергоиздат, 1963.

6. Генераторы высоких и сверхвысоких частот: Учеб. пособие / О.В.Алексеев, А.А.Головков, А.В.Митрофанов и др.-М.: Высш.шк., 2003.

ПРИЛОЖЕНИЯ

Тип Eс-и/Eз-и/Eз-с.доп Uс-и/Uз-и/Uз-с.доп Iс0 доп E0 Sгр Lи/Lз/Lс Cз-и/ Cз-с/ Cс-и Rт.п-к tп.доп Параметры транзисторов: Eс-и/Eз-и/Eз-с.доп – максимально допустимые значения напряжений между электродами транзистра, В; Uс-и/Uз-и/Uз-с.доп – максимально допустимые значения кратковременных (импульсных) напряжений между электродами транзистора, В; Iс0 доп – максимально допустимое значение постоянной составляющей тока стока, А; E0 – напряжение приведения передаточных характеристик, В; S – крутизна передаточной характеристики, А/В; Sгр – крутизна линии граничного режима, А/В; Lи/Lз/Lс – индуктивности выводов истока, затвора, стока, нГн; Cз-и/ Cз-c/ Cc-и – междуэлектродные емкости, пФ; Rт.п-к – тепловое сопротивление участка переход – корпус транзистора, °С/Вт; tп.доп – максимально допустимое значение температуры перехода, °С.

Параметры транзисторов: uк. доп, iк m доп, Iк0 доп, tп. доп – максимально допустимые значения напряжения между коллектором и эмиттером, В, амплитуды импульса и постоянной составляющей коллекторного тока, А, температуры перехода, °С; fт –граничная частота, МГц; 0 = h21 оэ – низкочастотное значение коэффициента передачи по току в схеме с общим эмиттером; Lэ, Lк, Lб – индуктивности выводов транзистора, нГн; Ск – суммарная емкость коллекторного перехода, пФ;

rб – сопротивление тела базы, Ом; rнас – сопротивление насыщения коллекторного перехода, Ом; Rт.п-к – тепловое сопротивление участка переход - корпус транзистора, °С/Вт. Для fт и 0 приведены усредненные значения.

3. Основные парметры низкоомных радиочастотных кабелей Примечание. W - волновое сопротивление; Uдоп, Iдоп - максимально допустимые значения напряжения и тока (на частоте 1,76 МГц); a, b, Rизг ширина (диаметр), толщина, минимальный радиус изгиба.

……………………………………..

1.1. Выбор транзистора и режима его работы в автогенераторе……. 1.2. Основы расчета транзисторного автогенератора……………….. автогенераторов……..

микросхемах………………… 2. Транзисторные широкополосные усилители………………..………. 2.1. Конструктивное выполнение мощных усилителей……..……… 2.2. Расчет выходной цепи усилителя………..………………………. 2.3. Расчет входной цепи усилителя на биполярных транзисторах… 2.4. Расчет входной цепи усилителя на МДП-транзисторах…..……. 3. Расчет блока коммутируемых фильтров……..………………………. Митрофанов Александр Васильевич, Полевой Валентин Васильевич, Устройства генерирования и формирования радиосигналов Подписано к печати Печать офсетная. Усл. печ. л. 3,72. Уч.-изд. л. 4,0.

Издательско-полиграфический центр СПбГЭТУ "ЛЭТИ" 197376, С.-Петербург, ул. Проф. Попова,



Похожие работы:

«Смоленский гуманитарный университет А. В. Панкратова История графического дизайна и его использования в рекламе: XX и XXI век Учебное пособие к курсу История графического дизайна и рекламы Смоленск 2010 1 Утверждено на заседании кафедры дизайна Смоленского гуманитарного университета Рецензент: к.к.н., доцент Пастухова З. И. А. В. Панкратова. История графического дизайна и его использования в рекламе: XX и XXI век. Учебное пособие к курсу История графического дизайна и рекламы Пособие освещает...»

«БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ УКАЗАТЕЛЬ КНИГ, ПОСТУПИВШИХ В БИБЛИОТЕКУ (январь 2013 г.) БИОЛОГИЯ 1. 57(075) Б 63 Биология : руководство к практ. занятиям: учеб. пособие для студ. стоматологич. фак. / В. В. Маркина [и др.] ; под ред. В. В. Маркиной. - М. : ГЭОТАР- Медиа, 2010. - 448 с. : ил. Экземпляры: всего:30 - чз6(3), мед.аб(27) 2. 57(031) Б 63 Биология : справочник / Н. В. Чебышев [и др.]. - 2-е изд., испр. и доп. - М. : ГЭОТАР, 2011. - 608 с. : ил. Экземпляры: всего:10 - чз6(3), мед.аб(7) ОБЩАЯ...»

«УЧЕНИЕ Г. Ф. КРАШЕНИННИКОВ ФАЦИЯХ ДОПУЩЕНО МИНИСТЕРСТВОМ ВЫСШЕГО И СРЕДНЕГО СПЕЦИАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ СССР В КАЧЕСТВЕ УЧЕБНОГО ПОСОБИЙ ДЛЯ СТУДЕНТОВ ГЕОЛОГИЧЕСКИХ И университетов ГЕОГРАФИЧЕСКИХ СПЕЦИАЛЬНОСТЕЙ ИЗДАТЕЛЬСТВО ВЫСШАЯ ШКОЛА МОСКВА-1971 552 К—78 Крашенинников Г. Ф. К78 Учение о фациях. Учеб. пособие. M., Высшая школа, 1971. 368 с. с илл. Книга посвящена изучению происхождения оса­ дочных толщ. Большое внимание уделено истории и современному состоянию понятия фация. Дается обзор...»

«СОГЛАСОВАНО УТВЕРЖДАЮ Заведующая кафедрой Директор лицея Информатики и ИКТ информационных технологий Кудряшова Е.М. Лебедев Н.И. _ _ РАБОЧАЯ ПРОГРАММА ПО КУРСУ ИНФОРМАТИКА И ИКТ НА 2013-2014 УЧЕБНЫЙ ГОД Класс КОЛИЧЕСТВО ЧАСОВ В КОНТРОЛЬНЫЕ РАБОТЫ неделя четверть I II III IV год I II III IV 4 1 9 7 10 8 34 1 1 1 Учебно-методический комплекс УМК учителя Кол- УМК ученика Класс во Учебники, Дидактические Программа Учебник Сборник задач Использование ЭИ часов методические пособия пособия Информатика...»

«Новые поступления учебной литературы Май 2013г. №п./п. Наименование литературы Кол-во Естественно-научная литература (Из библиотеки МАДИ) 1. Всероссийский конкурс научно-исследовательских работ студентов и аспирантов в области химических наук и наук о материалах в рамках Всероссийского фестиваля науки: сборник аннотаций научных работ финалистов конкурса. Т. 1 / М-во образ. и науки России, Казан. нац. исслед. технол. ун-т. – Казань: КНИТУ, 2011. -164 с. 1 2. Данилов, А.М. Теория вероятностей и...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СЕРВИСА И ЭКОНОМИКИ КАФЕДРА МИРОВАЯ ЭКОНОМИКА, МЕЖДУНАРОДНЫЕ ОТНОШЕНИЯ И ТУРИЗМ ЭКОНОМИЧЕСКАЯ ОЦЕНКА ИНВЕСТИЦИЙ МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ ПО ВЫПОЛНЕНИЮ КОНТРОЛЬНОЙ РАБОТЫ ДЛЯ СТУДЕНТОВ СПЕЦИАЛЬНОСТИ 080502.65 (0608) ЭКОНОМИКА И УПРАВЛЕНИЕ НА ПРЕДПРИЯТИИ ТУРИЗМА Санкт-Петербург 2011 Одобрены на заседании кафедры Мировая экономика, международные отношения и туризм, протокол № 7 от 07.03.2011 г....»

«Методическое объединение вузовских библиотек Алтайского края Вузовские библиотеки Алтайского края Сборник Выпуск 10 Барнаул 2010 ББК 78.34 (253.7)657.1 В 883 Редакционная коллегия: Л. В. Бобрицкая, И. Н. Кипа, Н. Г. Шелайкина, Е. А. Эдель, Т. А. Мозес Л. А. Божевольная. Гл. редактор: Н. Г. Шелайкина Отв. за выпуск: М. А. Куверина Компьютерный набор: Л. Н. Вагина Вузовские библиотеки Алтайского края: сборник: Вып. 10. /Метод. объединение вуз. библиотек Алт. края. – Барнаул: Изд-во АлтГТУ, 2010....»

«Структура рабочей программы 1. Структура документа Программа по истории Ханты-Мансийского автономного округа с конца 19 века до наших дней для 11-х классов представляет собой целостный документ, включающий 4 раздела: пояснительную записку, основное содержание с примерным распределением учебных часов по основным разделам курса, УМК, КТП. Содержание курса по истории Ханты-Мансийского автономного округа с конца 19 века до наших дней для 11-классов представлено в программе в виде 2 тематических...»

«ГБОУ СПО Стерлитамакский сельскохозяйственный техникум Учебно-методический комплекс по дисциплине История для студентов 2 курсов всех специальностей Автор: преподаватель гуманитарных дисциплин Малышева Ю.В. Наумовка 2013 1 Одобрено Допущено 22 марта 2013г. протокол № 16 25 марта 2013 г. протокол № 4 на заседании цикловой комиссии заседания методического совета общих гуманитарных и ГБОУ СПО Стерлитамакский социально-экономических дисциплин сельскохозяйственный техникум Председатель: Ю.В....»

«Утверждаю Председатель Высшего Экспертного совета В.Д. Шадриков 26 ноября 2013 г. ОТЧЕТ О РЕЗУЛЬТАТАХ НЕЗАВИСИМОЙ ОЦЕНКИ ОСНОВНОЙ ПРОФЕССИОНАЛЬНОЙ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ПРОГРАММЫ ПОДГОТОВКИ СПЕЦИАЛИСТОВ СРЕДНЕГО ЗВЕНА 111801 Ветеринария ГБОУ СПО ЯНАО Ямальский полярный агроэкономический техникум Разработано: Менеджер проекта: А.Л. Дрондин Эксперт АККОРК: И.Р. Смирнова. Москва – Оглавление I. ОБЩАЯ ИНФОРМАЦИЯ О ПРОФЕССИОНАЛЬНОМ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОМ УЧРЕЖДЕНИИ II. ОТЧЕТ О РЕЗУЛЬТАТАХ НЕЗАВИСИМОЙ ОЦЕНКИ...»

«Московский международный институт эконометрики, информатики, финансов и права Муштук О.З. Политология Москва, 2003 УДК 32.001 ББК 66.0 М 934 Муштук О.З. Политология. /Московский международный институт эконометрики, информатики, финансов и права. - М., 2003. – 80 с. Рекомендовано Учебно-методическим объединением по образованию в области антикризисного управления в качестве учебного пособия для студентов высших учебных заведений, обучающихся по специальности 351000 Антикризисное управление и...»

«МЕТОДИЧЕСКИЕ МАТЕРИАЛЫ ПО ПРОВЕДЕНИЮ И ОФОРМЛЕНИЮ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИХ И ПРИКЛАДНЫХ ПРОЕКТОВ ДЛЯ ПРЕДСТАВЛЕНИЯ НА РОССИЙСКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ЮНИОРСКИЙ ВОДНЫЙ КОНКУРС В НОМИНАЦИИ “ ВО Д А И АТО М ” ДА АТ О М” М ОСКВА 2012 СОДЕРЖАНИЕ 1. Информация о государственной корпорации по атомной энергии Росатом и использовании водных ресурсов на объектах атомной отрасли..................................... 1 2. Информация о Российском национальном юниорском водном конкурсе.....»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ТРАНСПОРТА Кафедра Изыскания и проектирование дорог Е. К. АТРОШКО, М. М. ИВАНОВА, В. Б. МАРЕНДИЧ ГЕОДЕЗИЯ В ПРОМЫШЛЕННОМ И ГРАЖДАНСКОМ СТРОИТЕЛЬСТВЕ Учебно-методическое пособие для студентов факультета Промышленное и гражданское строительство Гомель 2009 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ТРАНСПОРТА Кафедра Изыскания...»

«СОДЕРЖАНИЕ: 1. Описание концепции ИИСС. 2. Специфика использования ИИСС в модуле. 3. Планирование тематических модулей и информационные источники. 4. Требования к условиям реализации. 5. Описание возможных форматов использования ИИСС в реальном образовательном процессе. 6. Примеры программ образовательных модулей и их технологическое описание. 7. Замечания и предложения. Вопросы авторского коллектива. 8. Приложения: Приложение 1. Подходы к формированию содержательной матрицы ИИСС ГИС:...»

«Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Липецкий государственный технический университет УТВЕРЖДАЮ Декан ЭФ Московцев В.В. _2011 г. РАБОЧАЯ ПРОГРАММА ДИСЦИПЛИНЫ ТЕОРИЯ МЕНЕДЖМЕНТА Направление подготовки: 080200.62 Менеджмент Профили подготовки: Менеджмент организации, Маркетинг, Финансовый менеджмент Квалификация (степень) выпускника: бакалавр Форма обучения: очная г. Липецк – 2011 г. Содержание 1. Цели освоения учебной дисциплины 2. Место учебной...»

«Вятка – территория экологии Департамент экологии и природопользования Кировской области ФГБОУ ВПО Вятский государственный гуманитарный университет Серия тематических сборников и DVD-дисков Экологическая мозаика Сборник 4 ОТХОДЫ ПРОИЗВОДСТВА И ПОТРЕБЛЕНИЯ Учебно -методическое пособие Киров 2012 УДК 502 ББК 28.081:32 О 87 Печатается по решению Координационно-методического совета по экологическому образованию, воспитанию и просвещению населения Кировской области Составитель – С.Ю. Огородникова Под...»

«Министерство образования Республики Беларусь Учреждение образования Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники Кафедра Экономики Грицай А.В. Электронный учебно-методический комплекс по дисциплине ЭКОНОМИКА ПРЕДПРИЯТИЯ ОТРАСЛИ Для студентов неэкономических специальностей Минск 2008 УДК 330 ББК 65 Г Автор-составитель Грицай А.В. Экономика предприятия отрасли: Электронный учебно-методический комплекс для неэкономических специальностей /Сост. А.В. Грицай. – Мн.: БГУИР,...»

«Пособие по обучению социальных адвокатов: опыт и методические рекомендации Ашгабат 2007 Авторы сборника Благодарность За программой социальных адвокатов стоят юристы и преподаватели, благодаря знаниям, преданности и упорной работе которых стало возможно развитие проекта. Выражаем признательность всем нашим преподавателям и авторам сборника за вклад в создание и реализацию программы. Особая благодарность Жаклин Фостер, Кристине Теффт и Франку Хеспе, инициативе и организационным способностям...»

«Выпускная квалификационная работа по методике преподавания начального курса математики МЕТОДИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ 1 ДЕПАРТАМЕНТ ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ КЕМЕРОВСКОЙ ОБЛАСТИ ГОУ СПО АНЖЕРО-СУДЖЕНСКИЙ ПЕДАГОГИЧЕСКИЙ КОЛЛЕДЖ Выпускная квалификационная работа по методике преподавания начального курса математики Методические рекомендации для студентов III курса (база 11 классов) педагогического колледжа Специальность 050709 Преподавание в начальных классах Анжеро-Судженск 2009 2 ББК 74.57 Рекомендовано к...»

«Проект Формирование системы инновационного образования МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ им.М.В.Ломоносова ФАКУЛЬТЕТ НАУК О МАТЕРИАЛАХ Магистерская программа Химия, физика и механика функциональных материалов направление 511700 (020900 по ОКСО) Содержание магистерской программы Блок гуманитарный, социальный и экономический цикл включает в себя дисциплины: История и методология наук о материалах; Методика преподавания естественно-научных дисциплин; Английский язык; Философские проблемы...»






 
2014 www.av.disus.ru - «Бесплатная электронная библиотека - Авторефераты, Диссертации, Монографии, Программы»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.