«В.С. Плаксиенко УСТРОЙСТВА ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ Учебное пособие Часть 2 ТАГАНРОГ 2000 2 621.391.262(075.8)+621.391.24(075.8) Плаксиенко В.С. Устройства приема и обработки сигналов: Учебное пособие. Часть 2. ...»

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ

РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ

ТАГАНРОГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ РАДИОТЕХНИЧЕСКИЙ

УНИВЕРСИТЕТ

В.С. Плаксиенко

УСТРОЙСТВА ПРИЕМА И

ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

Учебное пособие

Часть 2 ТАГАНРОГ 2000 2 621.391.262(075.8)+621.391.24(075.8) Плаксиенко В.С. Устройства приема и обработки сигналов: Учебное пособие. Часть 2. Таганрог: Изд-во ТРТУ, 2000. 102 с.

Учебное пособие написано на основе прочитанных курсов лекций:

”Устройства приема и обработки сигналов”, “Радиоприемные устройства”, “Методы и устройства приема и обработки сигналов” для радиотехнических специальностей ТРТУ и содержит материалы по теоретическим и практическим вопросам разработки и анализа узлов радиоприемных устройств. Описаны схемные решения отдельных узлов, структурные схемы, приемно-усилительная аппаратура, основные параметры, характеризующие приемные устройства в целом и их узлы.

Во второй части пособия проведено рассмотрение преобразователей частоты, усилителей промежуточной частоты, детекторов амплитудно- модулированных, частотно-модулированных и фазово-модулированных сигналов, амплитудных ограничителей.

Совместно с первой частью пособия проведено рассмотрение всех основных узлов устройств приема сигналов.

Табл. 7. Ил. 88. Библиогр.:10 назв.

Рецензенты:

Кафедра радиоприемных устройств Московского технического университета связи и информатики (МТУСИ). Зав. кафедрой доктор технических наук, профессор Фомин Н.Н.

Чигин Е.П. – ведущий научный сотрудник Института радиоэлектроники Российской академии наук (ИРЭ РАН), кандидат технических наук, старший научный сотрудник.

Таганрогский государственный радиотехнический университет, В.С. Плаксиенко,

5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

5.1. Общие принципы преобразования частоты Преобразователем частоты будем называть устройство, осуществляющее перенос спектра радиосигнала из одной области частот в другую без изменения его структуры, следовательно, без изменения закона модуляции сигнала.

Преобразователь частоты (рис. 5.1) содержит смеситель СМ и вспомогательный генератор, называемый гетеродином Г. В состав преобразователя может входить фильтр Ф, необходимый для выделения полезного продукта преобразования.

ПЧ UKf K UПРfПР UС f c СМ Ф UГfГ Г Рис. 5. В общем случае преобразование частоты можно рассматривать как результат перемножения напряжения сигнала u C = U C cos(C t + C ) (5.1) и напряжения гетеродина u Г U Г cosГ t Г. (5.2) Перемножить напряжения можно двумя способами: с помощью нелинейного элемента НЭ или с помощью линейной цепи с переменными параметрами (параметрическая цепь). В общем случае в результате преобразования двух напряжений на выходе смесителя появляется множество комбинационных составляющих напряжений с частотами К kГ nC, где k и n - целые положительные числа.

Фильтр Ф выделяет напряжение одной из комбинационных частот, которая и принимается за промежуточную.

В результате на выходе фильтра формируется напряжение преобразованной частоты u П К ПU ГU C cos П t П U П cos П t П, (5.3) где КП - постоянный коэффициент, зависящий от параметров преобразователя.

Амплитуда, частота и фаза преобразованного напряжения имеют тот же закон изменения (закон модуляции), что и напряжение сигнала.

Преобразователь частоты характеризуется в основном теми же качественными показателями, что и усилитель радиочастоты.

Рассмотрим основные положения общей теории преобразования частоты. Любой смеситель можно рассматривать как нелинейный шестиполюсник (рис 5.2), на выходе которого включена избирательная нагрузка ZH, настроенная на промежуточную частоту.

На входах шестиполюсника действуют напряжения сигнала, гетеродина и промежуточной частоты, соответственно (5.1), (5.2), (5.3).

Выходной ток смесителя i2 можно представить как функцию трех переменных При нормальной работе смесителя напряжения uC и uП малы по сравнению с uГ и функцию можно разложить в ряд Тейлора по степеням малости переменных uC и uП, ограничиваясь при этом тремя первыми членами ряда Здесь первое слагаемое представляет собой составляющую выходного тока, которая обусловлена действием uГ, при uC=uП0. Второе слагаемое характеризует приращение выходного тока, вызванное действием сигнала, а третье - реакция смесителя при действии на выходе напряжения промежуточной частоты.

Введём обозначения:

где g21 - мгновенное значение проводимости прямого действия для напряжения сигнала;

g22 - мгновенное значение выходной проводимости СМ для напряжения промежуточной частоты.

С учетом введенных обозначений можно записать Заметим, что величины iГ, g21, g22 определяются лишь при наличии uГ, т.е. они являются периодическими функциями времени и могут быть разложены в ряд Фурье где Ik, G21(k) и G22(k) - амплитуды k-й гармоники тока гетеродина iГ, проводимости прямого действия g 21 и выходной проводимости g 22 соответственно.

Подставив соотношение (5.6) в (5.5) и учтя значения uC и uП, согласно (5.1) и (5.3), получим произведение двух косинусов. Заменяя их косинусами суммарных и разностных аргументов, получаем выражение для тока на выходе СМ (НЭ) Выражение (5.7) показывает, что выходной ток смесителя i2 содержит составляющие с частотами kГ и комбинационные частоты вида при этом одну из составляющих принимают за промежуточную частоту, например, Определим в выражении (5.7) составляющую тока с частотой п.

Как правило, преобразование происходит на первой гармонике частоты, т.е. k=1. Тогда, учитывая избирательные свойства нагрузки, за счет второго слагаемого (5.7) при k=1 и третьего слагаемого при k=0 получим Переходя к комплексным амплитудам, можно записать Соотношение (5.8) называется уравнением прямого преобразования частоты. В смесителе наряду с прямым преобразованием возможно и обратное преобразование частоты. Физический смысл его заключается в следующем: если к выходным зажимам смесителя приложить напряжение промежуточной частоты, то, при наличии гетеродинного напряжения, во входной цепи будет протекать ток с частотой сигнала. Такое преобразование частоты возможно лишь в том случае, если смеситель обладает нелинейной проводимостью обратного действия g 12, периодически изменяющейся с частотой гетеродина.

Уравнение обратного преобразования частоты можно получить, представив ток IC как функцию напряжения uГ и двух малых переменных uП и uС. Тогда по аналогии с прямым преобразованием получим где G12(k)- амплитуда k-той гармоники проводимости обратного действия g12 для напряжения промежуточной частоты;

G11(0) - постоянная составляющая входной проводимости g11 для напряжения сигнала.

На основании уравнений прямого и обратного преобразования частоты можно определить внутренние параметры преобразователя:

- внутренняя проводимость прямого действия (крутизна прямого преобразования) g21п = G21(k);

- внутренняя выходная проводимость g22п = G22(0);

- внутренняя проводимость обратного действия (крутизна обратного преобразования) g12п = G12 (k);

- внутренняя входная проводимость g11п = G11(0)..

Так как внутренние параметры смесителя являются комплексными величинами, то характеризовать работу смесителя можно системой уравнений Следовательно, преобразователь можно представить в виде квазилинейного четырехполюсника, характеризуемого Y- параметрами. Эквивалентная схема замещения преобразователя частоты будет иметь вид, представленный на рис 5.3.

Эквивалентная схема преобразователя и усилительного каскада аналогичны, отличаются лишь значения параметров. Поэтому аналогично усилительному каскаду можно определить внешние параметры преобразователя.

Коэффициент усиления Входная проводимость Выходная проводимость где YИ - проводимость источника сигнала.

В случае, когда можно пренебречь обратным преобразованием, т.е.

При расчете преобразователя необходимо знать его параметры, которые могут быть определены несколькими способами: аналитическим, графоаналитическим, экспериментальными измерениями. Аналитический и графоаналитический способы дают результаты с точностью до 10%Более точные результаты можно получить только экспериментальными измерениями Y–параметров. Однако на практике часто довольствуются меньшей точностью; применив усредненные данные. В этом случае параметры преобразования определяются через параметры усиления по следующим приближенным формулам:

- для биполярных транзисторов где Y11 и Y21 – параметры транзисторов в режиме усиления по частоте сигнала;

Y22 и Y12 – параметры транзистора в режиме усиления по промежуточной частоте;

- для полевых транзисторов где S MAX – максимальное значение крутизны в режиме усиления.

Для полевых транзисторов справедливо равенство Это означает отсутствие обратного преобразования и высокое входное сопротивление.

5.3. Частотная характеристика преобразователя Частотной характеристикой преобразователя называется зависимость его выходного напряжения (или коэффициента усиления) от частоты подаваемого на вход сигнала при постоянном значении частоты гетеродина.

В линейном режиме работы преобразователя его частотная характеристика имеет вид, представленный на рис. 5.4.

K АЧХ УПЧ

В отличие от резонансного усилителя напряжение на выходе ПЧ появляется на различных частотах входного сигнала fС = kfГ ± fПР в зависимости от номера гармоники частоты гетеродина. На промежуточной частоте fПР ПЧ является просто усилителем с крутизной G21(0). Это канал прямого прохождения сигнала (3), без переноса спектра относительно частоты гетеродина. Преобразование будет пропорционально G21(1) на первой гармонике частоты гетеродина fГ и на частотах входного сигнала fГ - fПР и fГ +fПР. Преобразование будет пропорционально G21(2) на второй гармонике гетеродина 2 fГ и на частотах входного сигнала 2 fГ - fПР и 2 fГ + fПР и т.д.

Следовательно, частотная характеристика имеет несколько максимумов (1, 2, 3,...).Чем выше порядок преобразования, тем меньше крутизна преобразования и, значит, коэффициент усиления.

В полосу пропускания фильтра на выходе преобразователя попадают продукты преобразования колебаний всех каналов. Один из этих каналов является основным, остальные — побочными, мешающими. Например, если основным выбран канал 1 с частотой fс, то побочным будет канал 2, который является как бы зеркальным отражением основного канала, поэтому он называется зеркальным (или симметричным), его частота.fзк отличается от частоты основного канала на 2fпр. Если в качестве основного будет принят канал 2, то зеркальным будет канал 1. Усиление преобразователя по основному и зеркальному каналам одинаково. Поэтому его влияние на избирательность приемника наиболее существенно. Колебания с частотами побочных каналов должны быть подавлены до ПЧ, т. е. в преселекторе, характеристика которого показана штриховой линией на рис. 5.4. Подавление зеркального канала облегчается при более высокой промежуточной частоте Для получения высокой избирательности по зеркальному каналу необходимо увеличивать число контуров преселектора, повышать их добротность, а также повышать значение промежуточной частоты. Для уменьшения помех по побочным каналам приема, расположенным симметрично относительно частот 2f г, 3fг, необходимо выбрать такой режим работы преобразователя, при котором амплитуда высших гармоник проводимости Y2 1 будут минимальны. В этом случае коэффициент передачи преобразователя Kk на k-той гармонике будет минимален. Это возможно, если проводимость Y21 под воздействием гетеродинного напряжения изменяется по линейному закону. Такой режим называется линейным режимом работы преобразователя.

Если амплитуда сигнала на входе преобразователя столь велика, что нельзя пренебречь нелинейностью вольтамперной характеристики смесителя, то имеет место нелинейный режим работы преобразователя. В этом случае высшие гармоники могут создать комбинационные частоты вида где n= 1,2,3... - номер гармоники частоты сигнала.

Сигнал попадает на выход преобразователя лишь в том случае, когда комбинационная частота fk совпадает с промежуточной - fП. Полагая в (5.12) fК = fП, получим значения частот, соответствующих побочным каналам приёма при работе преобразователя в нелинейном режиме Теоретически существует бесконечное число побочных каналов.

Однако амплитуды комбинационных составляющих тока в выходной цепи убывают с увеличением k и n, поэтому практически опасными являются лишь те побочные каналы, которые соответствуют значениям k 3 и n 3. Для частного случая, когда k = n, значения частот побочных каналов равны f Г f П.

На рис 5.5 показана частотная характеристика ПЧ при нелинейном режиме работы k = n = 2, 3.

Наибольшую опасность приёму полезного сигнала fC могут представлять побочные каналы с частотами f 1 f ; f 1 f ;

fГ fП ;

т.к. эти частоты расположены достаточно близко к частоте основного канала.

Для борьбы с побочными каналами, обусловленными нелинейным режимом работы, не следует допускать избыточного усиления в преселекторе, чтобы не перегрузить смеситель большим уровнем входного сигнала.

Правильный выбор промежуточной частоты позволяет получать высокие электрические характеристики приемника. Рассмотрим основные положения, которые необходимо учитывать при выборе промежуточной частоты.

Промежуточная частота приемника не должна выбираться в диапазоне рабочих частот мощных радиостанций. Это уменьшает вероятность возникновения помехи по прямому каналу.

Для получения высокой избирательности по зеркальному каналу необходимо увеличивать количество контуров преселектора, повышать их добротность, а также повышать значение промежуточной частоты.

Значение промежуточной частоты и допустимое отклонение от нее следует выбирать согласно ГОСТ 5651- 89 из следующего ряда:

(0,076 0,006), (0,465 0,002), (1,84 0,008), (2,9 0,01), (10,7 0,01), (24,975 0,1) МГц.

Заданное ослабление зеркального канала должно осуществляться достаточно простым преселектором. Если в преселекторе используется система из n одинаковых контуров, то при больших расстройках можно определить ослабление по следующей приближенной формуле:

где f 2 f П – расстройка зеркального канала относительно частоты сигнала;

f П- значение промежуточной частоты;

F Q0 - полоса пропускания УПЧ.

Подставляя значения получим Соотношение (5.14) показывает, что для реализации больших значений ослабления зеркального канала приемника при заданном числе контуров n необходимо увеличивать промежуточную частоту fп.

На рис. 5.6 показано расположение частот основного fc и зеркального fзк каналов приема при низкой, 5.6,а и высокой рис. 5.6,б промежуточных частотах.

Увеличение промежуточной частоты, как следует из рис. 5.6, повышает избирательность по зеркальному каналу. Однако следует учитывать, что повышение значения промежуточной частоты приведет к уменьшению избирательности по соседнему каналу. Кроме того, на высокой промежуточной частоте в УПЧ трудно получить большой устойчивый коэффициент усиления и сложно обеспечить узкую полосу пропускания.

Полоса пропускания УПЧ должна достигаться простыми техническими средствами. С этой точки зрения предпочтение следует отдать монолитным фильтрам сосредоточенной селекции. Если качество избирательных средств УПЧ предполагает использование LC–фильтров, то следует учесть, что значения добротностей ограничены конструктивными возможностями. Обычно на умеренных частотах 100кГц - 30МГц Q K=80и не более 200. Значения добротностей на более низких частотах составляют 20-80, а на более высоких частотах - 80-180.

Полоса пропускания колебательного контура F связана с его добротностью Qэ и частотой настройки f0 известным соотношением Учитывая f0 = fП, можно записать условия возможной реализации заданной полосы пропускания УПЧ Обозначим f ПF - промежуточную частоту, определяемую неравенством (5.15), и f П ЗК - удовлетворяющую неравенству (5.14). При низкой несущей частоте f 0 и относительно большой ширине спектра сигнала указанные выше неравенства могут быть удовлетворены одновременно в обf П ЗК f П f ПF, Если неравенство (5.16) не выполняется, то супергетеродинный приемник с одним преобразованием реализовать невозможно, т.е. противоречие между избирательностью по зеркальному каналу и заданной полосой УПЧ на данной частоте не разрешимо.

Итак, для подавления зеркального канала необходимо иметь высокую промежуточную частоту, а для обеспечения избирательности по соседнему каналу и устойчивого усиления требуется низкая промежуточная частота. Разрешить эти противоречия позволяет использование в приемнике многократного преобразования частоты Структурная схема приемника с двойным преобразованием приведена на рис. 5.7.

В каждом преобразователе частоты происходит понижение частоты несущей с сохранением ширины спектра сигнала. Это понижение происходит до тех пор, пока для последнего преобразователя будет выполняться неравенство (5.15).

Данное соотношение показывает, что изменение значения промежуточной частоты не должно происходить более, чем в 4Q Э ЗК1 n раз.

Лишь в этом случае зеркальный канал будет достаточно ослаблен в предыдущем полосовом усилителе.

Частотная характеристика супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты изображена на рис. 5.8.

В качестве нелинейного элемента в преобразователе в основном используются транзисторы и диоды. На рис. 5.9 приведены некоторые основные схемы преобразователей частоты и показаны способы подачи напряжения сигнала и гетеродина.

В диодном преобразователе (рис. 5.9,а) источники сигнала и гетеродина включаются в цепь диода, и в той же цепи формируется напряжение промежуточной частоты, которое выделяется контуром.

Сигнал и напряжение гетеродина можно подавать на один электрод транзистора (базу или затвор) - рис. 5.9,б или на разные электроды (базу и эмиттер или затвор и исток), - рис. 5.9,в.

На рис. 5.9,г приведена схема смесителя на двухзатворном полевом транзисторе. Сигнал и напряжение гетеродина подаются на разные затворы, чем достигается слабое взаимное влияние цепей преселектора и гетеродина. Амплитуда напряжения гетеродина не должна превышать напряжения смещения (обычно 1,5-2В). Достоинством смесителя на полевом транзисторе является также то, что его характеристика близка к квадратичной.

5.5.1. Транзисторные преобразователи частоты Транзисторные преобразователи с совмещенным гетеродином находят широкое применение в портативных, малогабаритных и простых приемниках. Если один и тот же нелинейный элемент применяется для построения и гетеродина и смесителя, то такой преобразователь называется преобразователем с совмещенным гетеродином.

При выборе режима работы активного элемента в преобразователе стремятся реализовать максимальный коэффициент передачи; минимальный уровень побочных продуктов преобразования, минимальный уровень внутренних шумов, минимальную связь с гетеродином и радиочастотным трактом. Наиболее часто напряжение гетеродина подают в цепь эмиттера (истока), поскольку в этом случае устойчивость работы смесителя выше.

При подаче напряжения гетеродина в цепь базы требуется меньшая мощность и достигается большая крутизна преобразователя.

В цепь коллектора включают нагрузку смесителя – колебательный контур (Lk, Ck) или фильтр сосредоточенной селекции (ФСС).

Два варианта схем преобразователей с совмещенным гетеродином показаны на рис. 5.10.

L CBК LK CK

В схеме 5.10,а на базу поступают одновременно напряжение сигнала через катушку связи L2 и напряжение гетеродина через катушку связи L1. Гетеродин выполнен на этом же транзисторе по схеме с индуктивной связью. В коллекторной цепи последовательно с контуром гетеродина C1L3 включен контур C4L4, настроенный на промежуточную частоту.

Схема на рис. 5.10,б отличается от предыдущей тем, что напряжение гетеродина вводится не в цепь базы, а в цепь эмиттера. При подаче напряжений на разные электроды ослабляется связь между цепями преселектора и гетеродина, что способствует уменьшению излучения гетеродина антенной приемника и повышению стабильности частоты гетеродина.

Наиболее часто напряжение гетеродина подают в цепь эмиттера (истока), поскольку в этом случае устойчивость работы смесителя выше. При подаче напряжения гетеродина в цепь базы требуется меньшая мощность и достигается большая крутизна преобразователя.

Недостатком преобразователей с совмещенным гетеродином является возможность модуляции напряжения гетеродина напряжением промежуточной частотой и её гармониками, что приводит к появлению на выходе приемников интерференционных свистов.

Поскольку оптимальные режимы работы активного элемента для генерирования и преобразования частоты не одинаковые, то лучшими характеристиками обладают преобразователи с отдельным гетеродином.

Схема преобразователя с отдельным гетеродином на биполярных транзисторах приведена на рис. 5.11. На транзисторе VT1 выполнен смеситель, а на VT2 - гетеродин, по схеме с трансформаторной связью.

В коллектор VT1 включен контур L1 C2, настроенный на промежуточную частоту. Если напряжение гетеродина подать в цепь базы смесителя, можно получить больший коэффициент усиления. Одна из таких схем показана на рис.5.12. Напряжение гетеродина подается на базу смесительного транзистора через конденсатор связи ССВ. Недостатком таких преобразователей является склонность к самовозбуждению на частотах, близких к подаваемым на входы, а также необходимость большого числа деталей, в том числе двух транзисторов.

Значение напряжения гетеродина для смесителя на биполярных транзисторах обычно выбирается в пределах 100-200мВ. Напряжения менее 50мВ можно подавать только в схемах с отдельным гетеродином при необходимости получения очень малых значений амплитуд комбинационных составляющих. В схемах с совмещенным гетеродином при низких уровнях гетеродинного напряжения генерация может быть неустойчивой.

В большинстве случаев оптимальным является амплитуда напряжения гетеродина 100мВ и ток в рабочей точке 0,5мА, что обеспечивает минимальный коэффициент шума.

При повышении напряжения гетеродина коэффициент передачи несколько возрастает, однако в большей степени растут шумы.

На основе дифференциального усилителя можно построить балансную схему преобразователя. Общий принцип построения балансных схем состоит в том, что одно из напряжений сигнала или гетеродина создает в нагрузке синфазные токи, а второе – противофазные токи. Происходит компенсация одного из напряжений и в результате оно отсутствует в нагрузке, чаще всего это гетеродинное напряжение.

Упрощенная схема балансного преобразователя на основе дифференциального каскада изображена на рис. 5.13.

Напряжение гетеродина подается на базу транзистора VT3 и возбуждает транзисторы VT1 и VT2 с одинаковой фазой. Уменьшение или увеличение коллекторного тока iK3 VT3 влечет соответствующее изменение токов iЭ1 и iЭ2 транзисторов VT1 и VT2, а следовательно их крутизны с частотой гетеродина. Поэтому при одновременном действии напряжения сигнала и гетеродина будет происходить преобразование частоты.

Нагрузкой преобразователя является контур L3C2, настроенный на частоту f пр и включенный между коллекторами транзисторов VT1 и VT2.

Напряжение на выходе преобразователя зависит от разности коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2.

Входной контур L1 С1, настроенный на частоту сигнала, включен между базами транзисторов VT1 и VT2, поэтому напряжение сигнала на базы этих транзисторов подается в противофазе. Составляющие тока промежуточной частоты будут также взаимно противоположны по фазе. Эти токи в выходном контуре направлены встречно, поэтому составляющие промежуточной частоты складываются. Токи с частотой гетеродина, имеющие в обоих транзисторах одинаковые фазы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выходных цепях.

Отметим два основных свойства балансных преобразователей.

Первое. При синфазном воздействии напряжения гетеродина оно отсутствует в нагрузке, а значит отсутствует его излучение. Кроме того, в нагрузке нет напряжения шумов гетеродина, что особенно важно при отсутствии УРЧ в преселекторе.

Второе. Компенсация четных гармоник в нагрузке, что приводит к уменьшению числа побочных каналов.

Возможно построение двойных балансных преобразователей, тогда в нагрузке происходит компенсация и составляющих тока сигнала и гетеродина. Такие преобразователи частоты получили название кольцевых преобразователей.

5.5.2. Диодные преобразователи частоты Диод можно использовать для преобразования частоты, как и любой другой электронный прибор, имеющий нелинейные характеристики.

Диодные преобразователи широко применяются в диапазонах высоких и сверх высоких частот, т.к. имеют малые собственные шумы и простую конструкцию. Схема простейшего преобразователя представлена на рис. 5.14,а.

В данной схеме источник сигнала: гетеродин и нагрузка включены последовательно. Иногда в эту же цепь включают источник смещения Е, позволяющий выбрать рабочую точку на вольт–амперной характеристике диода. Эквивалентная схема диода приведена на рис. 5.14,б, где С 0 – емкость держателя диода; rS и LS – сопротивление и индуктивность соединительных проводников; g и С – проводимость и емкость электронно– дырочного перехода. Как правило, значениями LS и rS пренебрегают, в силу их малости. Основное усиление в приемнике осуществляется после преобразователя, в УПЧ, поэтому можно считать, что напряжения на входе и выходе преобразователя малы. При относительно малых напряжениях сигнала UC и выходного напряжения промежуточной частоты U ПР можно считать эту схему по отношению к сигналу линейной цепью с переменными параметрами g и С. При этом параметры диода g и С зависят только от напряжения гетеродина Uг, которое превышает напряжение сигнала.

Диод преобразователя частоты можно использовать в одном из следующих режимов.

Первый режим. Напряжение гетеродина изменяется преимущественно в области прямого тока. В этом случае главную роль играет нелинейная проводимость диода, поэтому такой преобразователь называют диодным резистивным.

Второй режим. Напряжение гетеродина изменяется преимущественно в области обратных токов диода (за счет напряжения смещения Е). В этом случае переменным параметром является емкость обратного смещения р–n перехода диода. Такой преобразователь называется емкостным.

На диодах можно выполнить балансный преобразователь, аналогичный рассмотренному выше транзисторному. Схема балансного диодного преобразователя приведена на рис 5.15.

В данной схеме напряжение гетеродина UГ действует на диоды VД и VД2 с одинаковой фазой, а напряжение сигнала UC – через трансформатор ТР1, с противоположными фазами Каждый диод можно рассматривать как отдельный элемент, продукты преобразования которого через трансформатор Тр2 вносят свой вклад в нагрузку. При указанном способе подачи напряжения гетеродина оно компенсируется во встречновключенных обмотках трансформатора Тр2 и в нагрузке нет составляющей Uг и его шумов. При этом полная компенсация возможна лишь при абсолютно симметричных трансформаторах Тр1,Тр2 и характеристиках диодов. Напряжение сигнала возбуждает каждый диод противофазно, поэтому составляющие промежуточной частоты совпадают по фазе в обмотках трансформатора Тр2 и выходное напряжение определяется их суммой. Заметим, что напряжение гетеродина отсутствует не только в нагрузке, но и во входной цепи. Это особенно важно для радиоприемного устройства без УРЧ, где велика опасность излучения частоты гетеродина антенной.

Смесители, используемые в профессиональных приемниках, характеризуют таким важным показателем, как уровень побочных продуктов интермодуляции 3-го порядка. Это относительный уровень входных сигналов, например f1 и f2, частоты которых не совпадают с частотой основного сигнала, но которые образуют комбинацию 2f 1 = f 2 или 2f 2 = f 1, попадающую в полосу УПЧ. Согласно терминологии, этот параметр называют точкой пересечения 3-го порядка IPi3. В табл. 5.1 приведена классификация диодных балансных преобразователей по параметру IPi3 и уровню мощности гетеродина.

Уровень классификации Значения IPi3, Мощность гетеродина, дб На рис. 5.16 приведены две простых схемы балансных преобразователей среднего уровня, выполненных на диодах Шотки.

UПР UПР

В табл. 5.2 приведены качественные показатели балансного и кольцевого диодных преобразователей.

Динамический диапазон * Уровень высших гармоник *параметры 3 и 4 выражены в относительных единицах.

Более качественными характеристиками обладают двойные балансные преобразователи, которые также называют кольцевыми (рис. 5.17).

50 Ом 5.5.3. Преобразователь частоты с компенсацией помех Когда ослабление помех зеркального канала в преселекторе недостаточно, а применение рассмотренных выше мер повышения избирательности по зеркальному каналу нежелательно, то в такой ситуации применяют преобразователь частоты с компенсацией зеркальных помех. Схема такого преобразователя приведена на рис. 5.18, где ФВ1, ФВ4 - фазовращатели на 4;

ФВ2, ФВ3 - фазовращатели на -/4;

смеситель СМ1 со сдвигом по фазе + и на смеситель СМ2 со сдвигом по фазе --/4, который создаётся фазовращателями ФВ1 и ФВ2 соответственно.

Предположим, что на второй вход смесителей СМ1, СМ2 поступает напряжение сигнала основного канала и частота зеркального канала Предположим, что гетеродин имеет верхнюю настройку, т.е.

На выходе смесителя СМ1 имеем На входе смесителя СМ В выражениях (5.17) и (5.18) Кп1 и Кп2 - коэффициенты передач смесителей СМ1 и СМ2 совместно с фильтрами Ф1 и Ф2 соответственно.

После фазовращателей ФВ3 и ФВ4 в первом канале и во втором канале Для простоты рассуждений полагаем, что коэффициенты передачи фазовращателей равны единице.

Из полученных выражений (5.19) и (5.20) следует, что U’ З1 и U’З при сложении компенсируют друг друга, а напряжение основного канала удваивается, если коэффициенты передач каналов идентичны.

При расхождении характеристик каналов не более чем на 10% обеспечивается ослабление зеркального канала не менее 20 дБ.

5.6. Гетеродины в преобразователе частоты Гетеродином называется устройство, формирующее вспомогательное гармоническое колебание, необходимое для осуществления процесса преобразования частоты.

В качестве гетеродина приемника можно использовать простейший генератор частот, формирующий необходимую сетку высокостабильных гармонических колебаний. В приемниках низкой группы сложности гетеродин может быть совмещен со смесителем.

В общем случае гетеродин должен удовлетворять следующим требованиям:

1. Иметь необходимую стабильность частоты генерируемых колебаний. Допустимая нестабильность частоты определяется назначением приемника, наличием автоматической подстройки частоты (АПЧ) и т.п.

2. Обеспечивать перестройку приемника в заданном диапазоне частот при постоянной амплитуде генерируемого колебания, что позволяет получить неизменное значение коэффициента усиления преобразователя частоты.

3. Иметь минимальный уровень побочных составляющих, что уменьшает уровень побочных каналов.

Для гетеродина может быть использована любая схема генератора с самовозбуждением, но чаще других используется индуктивная трехточечная схема и схема с индуктивной обратной связью.

Для нормальной работы супергетеродинного приемника необходимо, чтобы при любой частоте настройки преселектора, частота гетеродина была на fПР выше (при верхней настройке гетеродина) или на fПР ниже (при нижней настройке гетеродина), т.е.

В этом случае говорят, что контуры преселектора и гетеродина сопряжены. На рис 5.19 показаны кривые сопряжения контуров преселектора и гетеродина, где кривая 1– изменение частоты сигнала (настройки преселектора); кривая 2 – необходимое изменение частоты гетеродина для идеального сопряжения.

В схемах контуров преселектора и гетеродина для их настройки применяют одинаковые переменные конденсаторы. При этом коэффициенты перекрытия контуров должны быть неодинаковые. Для преселектора для контура гетеродина при верхней его настройке Для уменьшения коэффициента перекрытия контура гетеродина и его сопряжения с контуром преселектора в контур гетеродина вводят сопрягающие емкости С!, С2, (рис 5.20).

При этом необходимо, чтобы C1 > CK MAX и C2 C K MIN. В этом случае на нижних частотах диапазона емкость C2 роли не играет, а C уменьшает эквивалентную емкость контура, повышая его частоту настройки. На верхних частотах диапазона емкость C1 практически не играет роли, а емкость C2, увеличивая эквивалентную емкость контура, уменьшает его частоту настройки. Путем соответствующего подбора конденсаторов C1 и С2, а также индуктивности L r можно обеспечить точное сопряжение в трех точках поддиапазона, точки А, Б и В на кривой 3 (рис.

5.19). Частоты точного сопряжения необходимо выбирать: для точки Б – посредине диапазона; для точки А – на (5-10)% выше минимальной частоты диапазона; для точки В – (2-5)% ниже максимальной частоты диапазона. При этом нужно иметь в виду, что на других частотах сопряжение не идеально.

Фильтры УПЧ обладают более острой амплитудно–частотной характеристикой, чем преселектор, а приемник настраивается по максимальному напряжению на выходе, следовательно расстроенным оказывается преселектор. Поэтому погрешность сопряжения определяет фактически расстройку не гетеродина, а преселектора относительно принимаемого сигнала. Сопряжение по трем точкам выполняют в том случае, если k П > 1,4 1,5. Если kП < 1,4, то можно применить сопряжение в двух и даже в одной точке. В этом случае сопрягающие емкости могут отсутствовать.

Расчет параметров контура гетеродина и кривой сопряжения можно вести математически, однако эти расчеты громоздки. Чаще расчет сопряжения выполняют по монограммам с достаточной для практики точности, которые имеются в [1, 3].

На практике выполнение сопряжения контуров преселектора и гетеродина осуществляется в два этапа:

- укладка границ диапазона по частоте;

-сопряжение контура преселектора относительно контура гетеродина.

В каждом диапазоне перекрытие гетеродина по частоте должно укладываться с допуском (1-2)% стандартных граничных частот диапазона.

На вход приемника подается АМ-сигнал, модулируемый частотой 100Гц с глубиной модуляции 30%. Устанавливают частоту входного сигнала, соответствующую нижней границе диапазона, подстроечный конденсатор контура гетеродина С П – в среднее положение, конденсатор переменной емкости контура СК – в положении максимальной емкости.

Вращением подстроечного сердечника катушки контура гетеродина настраивают контур по максимальному напряжению на выходе радиоприемника.

Затем конденсатор переменной емкости СК устанавливают в положение минимальной емкости и подают на вход приемника сигнал, соответствующий верхней частоте диапазона. Подстроечным конденсатором СП настраивают контур гетеродина так, чтобы напряжение на выходе радиоприемника было максимальным.

Настройка на верхней частоте диапазона вносит некоторую расстройку на нижней частоте. Поэтому с генератора снова подают частоту, соответствующую нижней границе диапазона и подстраивают контур гетеродина сердечником катушки Lг. Данные операции повторяют на границах диапазона 2-3 раза. К сопряжению контуров гетеродина и преселектора приступают после укладки границ диапазона. Сопряжение контуров проводят в расчетных точках А, Б, В.

Настройка контуров преселектора на нижней частоте диапазона осуществляется подстроечным сердечником контурной катушки, а на верхней частоте – подстроечным конденсатором, после настройки на заданную частоту. Сопряжение на краях диапазона проводят 2–3 раза.

Настройка осуществляется по максимальному выходному напряжению, при этом необходимо стремиться, чтобы входное напряжение было близко к реальной чувствительности приемника, иначе при больших входных сигналах трудно найти максимум выходного напряжения из–за действия АРУ.

После сопряжения на краях диапазона проверяют точность сопряжения в середине диапазона, для чего на вход приемника подают частоту, соответствующую точке сопряжения Б и настраивают приемник по максимуму выходного напряжения. Если при поднесении поочередно ферритового и медного стержней к антенной катушке напряжение на выходе не будет увеличиваться более чем в 1,3 раза, то считается, что сопряжение, выполнено правильно. В противном случае, необходимо заменить сопрягающие конденсаторы. Требуемую емкость параллельного сопрягающего конденсатора С2 можно определить следующим способом. Если при поднесении ферритового стержня к катушке входного контура сигнал на выходе приемника увеличивается, то емкость С2 следует увеличить. В том случае, когда выходной сигнал увеличивается при приближении медного стержня к выходному контуру, емкость сопрягающего конденсатора следует уменьшить.

После замены сопрягающего конденсатора необходимо заново выполнить операцию укладки диапазона гетеродина и провести полный цикл сопряжения.

Если входная цепь выполнена в виде магнитной антенны на ферритовом стержне, то методика сопряжения аналогична рассмотренной выше.

В этом случае входной сигнал подают от генератора стандартного поля и на нижней границе диапазона настройку осуществляют перемещением катушки входного контура вдоль ферритового стержня антенны. Смещение катушки к середине стержня увеличивает индуктивность входного контура, смещение катушки к краю стержня уменьшает индуктивность этого контура.

Преобразователи частоты делят приемник на две части: до преобразователя – тракт сигнальной частоты, после – тракт промежуточной частоты.

Для реализации процесса преобразования необходима нелинейность (по амплитуде колебаний гетеродина).

Анализ преобразования частоты сводится к анализу резонансного усилителя, при этом ПЧ описывается двумя линейными уравнениями и анализируется с помощью Y-параметров.

На СВЧ используются диодные ПЧ, для которых коэффициент передачи всегда меньше единицы.

При преобразовании частоты закон модуляции входного сигнала не нарушается, а изменяется только несущая частота.

Для преобразования частоты используют линейные цепи периодически изменяющимися параметрами (под действием напряжения гетеродина меняется режим работы преобразовательного элемента ПЭ, в результате чего с частотой fГ меняется крутизна ПЭ). Ток на выходе ПЭ, помимо составляющих подаваемых частот, содержит комбинационные, одна из которых выбирается в качестве полезной промежуточной частоты.

В основе линейной теории преобразователей частоты лежит замена преобразовательного элемента совместно с гетеродином эквивалентным линейным четырехполюсником, который характеризуется параметрами SПР,giПР – для выходного тока и SОБР,giС – для входного.

Для борьбы с побочными каналами режим работы преобразователя частоты (смещение на ПЭ и амплитуда гетеродина) стремятся выбрать так, чтобы усиление преобразователя по основному каналу было наибольшим, а побочным каналам – наименьшим. Для уменьшения числа побочных каналов обеспечивают линейный режим работы преобразователя по полезному сигналу.

Селективность по побочным каналам, сложность построения гетеродина и другие показатели приемника зависят от правильного выбора промежуточной частоты.

10. В зависимости от типа используемых ПЭ различают диодные и транзисторные ПЧ. В диодном ПЧ преобразование осуществляется благодаря периодическому изменению крутизны характеристики диода под действием напряжения гетеродина. Схема диодного преобразователя взаимна, поэтому параметры прямого и обратного преобразования в нем равны между собой.

11. Мощность шумов на выходе диодного ПЧ определяется шумами сопротивления перехода диода. Коэффициент шума ПЧ совместно с УПЧ зависит от напряжения UГ. Режим работы диодного ПЧ выбирают по минимальному суммарному коэффициенту шума, особенно при отсутствии в приемнике УРЧ.

12. В транзисторных ПЧ для уменьшения взаимной связи между цепями сигнала и гетеродина напряжение сигнала обычно подается в цепь базы, а напряжение гетеродина – в цепь эмиттера.

13. Преобразование частоты в транзисторном ПЧ осуществляется за счет периодического изменения крутизны транзистора под действием напряжения гетеродина.

14. Наиболее широко применяют схемы транзисторных ПЧ с отдельным гетеродином.

15. По построению схемы различают небалансные и балансные ПЧ. Характерным для балансных ПЧ является то, что из двух подводимых к ПЭ напряжений сигнала и гетеродина одно действует на ПЭ синфазно, а другое – противофазно. При синфазном воздействии на оба ПЭ любого источника в балансном ПЧ, напряжение на выходе которого определяется разностью выходных токов ПЭ, обеспечивается компенсация всех помех.

16. При противофазных сигналах и синфазных напряжениях гетеродина на ПЭ в симметричном балансном ПЧ обеспечивается компенсация шумов гетеродина и во входную цепь приемника не просачивается напряжение с его частотой.

17. В балансных ПЧ уменьшается число побочных каналов приема, снижается уровень нелинейных эффектов при преобразовании.

18. Кольцевые ПЧ ослабляют взаимную связь между цепями сигнала и гетеродина, а также обеспечивают компенсацию токов сигнала и гетеродина в нагрузке.

19. При некотором усложнении балансные ПЧ позволяют скомпенсировать зеркальный канал приема.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Как происходит преобразование частоты?

2. Расскажите общую теорию преобразования частоты.

3. Какие выводы следуют из общей теории преобразования на невзаимном элементе?

4. Чем различаются эквивалентные схемы преобразовательных и усилительных каскадов?

5. Чем отличается крутизна преобразования от крутизны в режиме усиления?

6. Какой физический смысл имеет обратное преобразование частоты?

7. Чем отличается частотная характеристика преобразователя от частотной характеристики усилителя?

8. Чем отличаются частотные характеристики преобразователя, работающего в линейном по сигналу режиме, от нелинейного?

9. Как выбирается промежуточная частота в супергетеродинном приемнике?

10. Какими мерами ослабляется действие помех по побочным каналам приема?

11. Изобразите частотную характеристику ПЧ приемника с двойным преобразованием частоты.

12. Нарисуйте принципиальную схему транзисторного ПЧ на БТ, поясните принцип его работы и выбор режима.

13. Перечислите основные типы ПЧ.

14. Нарисуйте схему балансного транзисторного ПЧ, опишите его преимущества перед небалансным.

15. Нарисуйте схему ПЧ с компенсацией помех зеркального канала и поясните принцип его работы.

16. Нарисуйте два варианта схем с совмещенным гетеродином, сравните 17.Нарисуйте схему ПЧ на биполярном транзисторе с отдельным гетеродином, сравните со схемой с совмещенным гетеродином.

18. Какие преимущества у балансного диодного ПЧ по сравнению с простым диодным ПЧ?

20. Каким требованиям должен удовлетворять гетеродин?

21. Как реализуют сопряжение контуров преселектора и гетеродина?

6. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ

Усилители промежуточной частоты (УПЧ) предназначены для усиления сигналов промежуточной частоты и обеспечения селективности по соседнему каналу. Они представляют собой резонансные усилители с фиксированной настройкой, что позволяет реализовать значительно более эффективные избирательные системы.

Существует два варианта построения УПЧ: с распределенной по каскадам и сосредоточенной избирательностью (селекцией).

В настоящее время LC - фильтры еще достаточно широко распространены, благодаря своей универсальности, возможности построения УПЧ с распределенной и сосредоточенной селекцией. Кроме того, катушки индуктивности позволяют компенсировать паразитные емкости, выполнять согласование полных сопротивлений.

6.1. УПЧ с распределенной избирательностью В УПЧ с распределенной избирательностью используются резонансные каскады. При этом результирующая АЧХ УПЧ определяется перемножением АЧХ отдельных каскадов. В таких УПЧ применяют: одиночные, настроенные в резонанс каскады; двухконтурные полосовые фильтры, расстроенные тройки и т.д.

Для построения широкополосных УПЧ обычно используют пары и тройки расстроенных каскадов. При таком построении УПЧ каждый каскад вносит определенный вклад, как в усиление сигнала, так и в обеспечение избирательности. Структура УПЧ с распределенной избирательностью целесообразна тогда, когда при пониженных требованиях к селективности заданы высокие требования к усилению и устойчивости или в тех случаях, когда основными являются конструкторские и технологические соображения.

6.1.1. УПЧ с одиночными LC- контурами, настроенными на одну частоту Одноконтурные УПЧ во многом сходны с резонансными УРЧ, но, в отличие от них, обычно работают на фиксированной частоте и могут иметь большое число каскадов для достижения заданного усиления.

Рассмотрим усилитель, содержащий N идентичных каскадов. Для N-каскадного усилителя; модуль коэффициента усиления равен на резонансной частоте модуль коэффициента усиления равен Модуль нормированного коэффициента усиления при условии Y210 Y Зависимость от расстройки определяет вид АЧХ одноконтурного резонансного усилителя. Обозначим величину 1/N на границах полосы пропускания через. Эта величина характеризует допустимую неравномерность коэффициента усиления в заданной полосе пропускания Полоса пропускания УПЧ где П0,7= f0 dЭ - полоса пропускания каждого отдельного каскада.

Из (6.2) следует, что полоса пропускания многокаскадного усилителя уже, чем однокаскадного. Поэтому для получения заданной результирующей полосы N- каскадного усилителя, надо расширять полосу пропускания каждого каскада. Для этого эквивалентное затухание каждого контура выбирают равным Коэффициент прямоугольности резонансной кривой Коэффициент прямоугольности зависит только от числа каскадов.

У однокаскадного усилителя КП 0,1 10. С ростом числа каскадов прямоугольность улучшается. Однако возможности улучшения ограничены, т.е.

при N - КП 0,1 2,6.

Фазовая характеристика многокаскадного усилителя, где arctg - arctg - фазовая характеристика одного касs када.

В узкополосных усилителях нетрудно получить большое усиление.

При увеличении емкости контура до определенного критического значения Скр уменьшается эквивалентное резонансное сопротивление контура Rэ и одновременно увеличиваются коэффициенты m и n, так, что коэффициент усиления остается неизменным до тех пор, пока величина m будет меньше единицы. Поэтому в узкополосных усилителях, без ущерба для усиления, емкость контура Ск можно брать большой, что повышает стабильность резонансного усилителя.

В широкополосных усилителях обычно m=1, тогда Отсюда следует, что коэффициент усиления тем меньше, чем больше емкость контура и полоса пропускания, поэтому в широкополосных усилителях трудно получить большое усиление.

Для широкополосных усилителей желательно значение емкости уменьшать, но при этом следует помнить о том, что она ограничена величиной Коэффициент усиления двояко зависит от коэффициента включения n. Оптимальное значение Дальнейшее расширение полосы пропускания может быть получено путем шунтирования контура дополнительным резистором.

Подставив в (6.3) значение П0,7 из (6.2), получим где K0=nY21/ 2CП0.7N - коэффициент усиления одного каскада с полосой пропускания, заданной для всего многокаскадного усилителя.

Множитель N N 1 N N показывает, что с увеличением числа каскадов для сохранения заданной полосы пропускания всего Nкаскадного усилителя приходится увеличивать затухание контуров. При увеличении числа каскадов N коэффициент усиления KN( 0) вначале растет, а затем падает.

Поэтому в широкополосных усилителях с одинаково настроенными контурами большое усиление при заданной полосе пропускания не всегда достижимо. Большое значение произведения коэффициента усиления на полосу пропускания можно обеспечить в усилителях с взаимно расстроенными контурами или с полосовыми фильтрами.

6.1.2. УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром Применяют различные варианты усилителей с полосовым фильтром. На рис.6.1 приведена схема УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром и индуктивной связью между контурами.

Коэффициент усиления такого каскада тура;

ного фильтра при одинаковых параметрах контуров;

kcв / d э M Lk1Lk 2 Q - обобщенный коэффициент связи между контурами.

Для N - каскадного усилителя коэффициент усиления а частотная характеристика описывается выражением Форма характеристики зависит от. При < 1 она одногорбая, при =1 - характеристика имеет наиболее плоскую вершину, при > 1 она двугорбая.

На рис.6.2 приведены различные варианты связи между контурами:

внешнеемкостная (а), внутриемкостная (б).

6.2. Усилители ПЧ с фильтрами сосредоточенной селекции В УПЧ с сосредоточенной селекцией функции селективности и усиления разделены: усиление сигнала достигается широкополосными резонансными или апериодическими каскадами, а селективность и полоса пропускания определяются фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), который включается на входе УПЧ. В качестве ФСИ могут использоваться LC - фильтры, пьезоэлектрические фильтры, пьезокерамические фильтры; электромеханические фильтры, фильтры на поверхностноаккустических волнах (ПАВ) и активные RC- фильтры. УПЧ с ФСИ - это узкополосные УПЧ.

Сосредоточение селективности в одном каскаде обеспечивает большую устойчивость формы частотной характеристики.

В качестве звеньев ФСС наиболее часто используется цепочка, представленная на рис.6.3, настроенная на среднюю частоту полосы пропускания f 0 и согласованная по характеристическому сопротивлению.

При формировании ФСС используют соединение нескольких звеньев, при этом колебательные контуры стыкуемых звеньев соединяются параллельно и число контуров N - звенного фильтра равно не 2N, а (N+1) контуров, причем крайние контуры отличаются от остальных в два раза большей индуктивностью и в два раза меньшей емкостью.

Необходимое число звеньев устанавливают в зависимости от требуемой полосы пропускания, селективности и конструктивно реализуемой добротности контуров. В бытовых радиоприемниках наиболее часто применяют трех и четырехзвенные фильтры, в профессиональных – восьми и десятизвенные. Более совершенными характеристиками обладают полиномиальные системы сосредоточенной селекции с LC фильтрами Чебышева и Баттерворса.

В качестве примера на рис. 6.4 приведена схема УПЧ с трехзвенным ФСС.

Сегодня промышленность выпускает монолитные пьезоэлектрические и пьезокерамические фильтры, которые имеют незначительный объем и высокую стабильность по сравнению с фильтрами, выполненными на дискретных элементах.

При использовании монолитных фильтров их необходимо согласовывать по входу и по выходу.

На рис. 6.5 показаны области предпочтительного использования основных видов селективных устройств УПЧ.

ВЫВОДЫ

1.Селективные усилители представляют собой каскады радиоприемника, предназначенные для улучшения отношения сигнал/помеха (или сигнал/шум) за счет повышения уровня сигнала и осуществления частотной селекции. Селективные усилители состоят из активных элементов, селективных элементов и элементов согласования.

2.Селективные усилители, осуществляющие усиление принимаемых сигналов на промежуточной частоте, называют усилителями промежуточной частоты (УПЧ). УПЧ расположены между преобразователем и детектором.

3.В УПЧ вместе с усилением обеспечивается частотная селективность. Для этого усилители содержат резонансные цепи: одиночные колебательные контуры, фильтры из связанных контуров и др. Усилители, форма АЧХ которых, благодаря фильтрам, близка к прямоугольной, называют полосовыми 4.УПЧ обеспечивает основное усиление РПрУ и селективность по соседнему каналу. Они настраиваются на фиксированную частоту. Коэффициент усиления УПЧ, как правило, значителен – порядка 104…106.

5.Перспективы развития СУ тесно связаны с микроминиатюризацией не только отдельных элементов, но и целых законченных узлов и объединения их в модули с высокой степенью интеграции.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

Поясните принципы построения УПЧ с распределенной и сосредоточенной избирательностью, укажите их достоинства и недостатки.

Опишите способы формирования необходимых АЧХ и ФЧХ в УПЧ с распределенной избирательностью.

Опишите основные типы ФСИ, применяемых в УПЧ.

7. ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ

Детектором называют устройство, предназначенное для формирования напряжения, изменяющегося в соответствии с законом модуляции одного из параметров входного радиосигнала.

Радиосигналы можно разделить на три основные группы:

- непрерывные квазигармонические, в которых передаваемое сообщение заложено в модуляцию одного из следующих параметров колебания: амплитуды Uвх, частоты fвх, фазы вх. В зависимости от вида модуляции детектируемого сигнала различают амплитудные (АД), частотные (ЧД) и фазовые (ФД) детекторы;

- радиоимпульсные, в которых сообщение передается с помощью модуляции одного из следующих параметров сигнала: пикового напряжения Uпик, частоты заполнения импульса fвх; длительности импульса и широтно-импульсная модуляция (ШИМ), времени начала импульса tни временная импульсная модуляция (ВИМ). Для детектирования подобных сигналов используют детекторы радиоимпульсов;

- видеоимпульсные, модуляция которых может осуществляться изменением пикового значения импульса Uпик - амплитудно-импульсная модуляция (АИМ), длительности импульса и (ШИМ), времени начала импульса tни (ВИМ или ФИМ); возможно изменение комбинации импульсов в группе - импульсно-кодовая модуляция – (ИКМ). Детектирование подобных сигналов осуществляется детектором видеоимпульсов. Детектор, реагирующий на пиковое значение видеоимпульса, называют пиковым. В зависимости от способа обработки сигнала детекторы бывают аналоговыми и цифровыми.

Амплитудный детектор—устройство, на выходе которого создается напряжение в соответствии с законом модуляции амплитуды входного гармонического сигнала. Пусть на вход АД действует AM-колебание вида:

где M - коэффициент модуляции;

=2F - угловая частота модулирующего колебания.

График изменения этого напряжения во времени и его спектр имеют вид, показанный на рис. 7.1,а. Напряжение на выходе детектора Ед (рис. 7.1,б) должно меняться в соответствии с законом изменения огибающей Uвх входного напряжения uвх. Как известно, спектр AM-колебания при модуляции тоном с частотой F состоит из трех составляющих: несущего колебания с частотой fн и амплитудой Uн и двух боковых составляющих с частотами fн+F и fн - F и амплитудами 0,5MUн. Спектр продетектированного напряжения Ед состоит из двух составляющих: постоянной составляющей Едо на частоте f=0 и низкочастотной составляющей с частотой F и амплитудой UF (рис. 7.1,в).

Таким образом, напряжение на выходе АД содержит составляющие частот, которых не было во входном напряжении. Поэтому задача амплитудного детектирования не сводится к простой фильтрации с помощью линейной цепи с постоянными параметрами (линейная цепь с постоянными параметрами не создает составляющих с новыми частотами).

Новые частотные составляющие могут возникнуть только при прохождении сигнала через нелинейную, либо через параметрическую линейную цепь. Следовательно, АД в зависимости от способа выполнения можно подразделить на параметрические (синхронные) детекторы, использующие линейную цепь с периодически меняющимися параметрами, и детекторы на основе нелинейной цепи. В свою очередь, в зависимости от типа электронного прибора, реализующего нелинейную цепь, АД подразделяют на диодные, транзисторные и т. д. Транзисторные АД, в зависимости от того, нелинейность характеристики какого тока транзистора используется для детектирования, делят на коллекторные, базовые, эмиттерные, стоковые, затворные, истоковые. На практике наиболее часто используют диодные АД.

Коэффициентом передачи детектора называется отношение При детектировании возможны искажения сигнала как нелинейные, так и линейные. Нелинейные искажения оценивают коэффициентом гармоник U 2,U 3... - амплитуды выходного напряжения с частотами 2,3...

Линейные искажения – амплитудно - и фазочастотные обусловлены наличием в детекторе инерционных элементов.

Амплитудно-частотные искажения определяются зависимостью коэффициента передачи детектора от частоты модуляции входного сигнала.

Входная проводимость детектора характеризует степень его влияния на источник сигнала. Она находится как отношение амплитуды перI к амплитуде напряжения несущей вой гармоники входного тока U m0 на входе детектора Входная проводимость содержит активную и емкостную составляющие. В радиоприемных устройствах источником сигнала для амплитудного детектора является колебательный контур УПЧ.

В качестве нелинейного элемента детектора применяют диод, транзистор, микросхему.

Наибольшее распространение получили диодные детекторы, т.к.

они наиболее просты. Диодный АД, построенный по схеме рис. 7.2, называют последовательным, поскольку нагрузка Rн и диод VD включены последовательно.

Диодный АД, в котором диод и нагрузка включены параллельно, называют параллельным, его схема приведена на рис. 7.3.

Принцип работы последовательного и параллельного диодных АД одинаков и его можно пояснить с временной или со спектральной точек зрения.

Временная трактовка принципа работы АД. Пусть на вход АД поступает гармоническое напряжение с медленно меняющейся амплитудой (рис. 7.4).

Если напряжение uвх положительно, то диод открывается и конденсатор Сн начинает заряжаться. Постоянная времени заряда з конденсатора определяется емкостью Сн и малым сопротивлением открытого диода.

По мере заряда Сн выходное напряжение Ед растет и стремится закрыть диод.

Действительно, согласно рис. 7.2, напряжение на диоде uд=uвх – Ед и в момент t = t1 uвх = Ед, при этом uд = 0 (рис. 7.4). Начиная с момента. t1, диод закрывается (uвх з, поэтому разряд Сн происходит значительно медленнее, чем его заряд. Разряд конденсатора Сн продолжается до момента t = t2, при котором напряжение uд становится равным нулю. Начиная с момента t2 диод снова открывается, и конденсатор Сн начинает заряжаться. В результате серии зарядов и разрядов на выходе АД создается продетектированное напряжение Ед, имеющее пульсирующую составляющую с частотой сигнала. С учетом того, что время р в практических схемах АД во много раз больше периода несущей uвх, уровень пульсации Ед мал.

Спектральная трактовка принципа работы АД. На рис. 7.5 показан примерный характер изменения тока диода при постоянной амплитуде детектируемого сигнала. При построении графика предполагается, что в установившемся режиме напряжение на выходе детектора- Ед постоянно во времени. Напряжение на диоде uд = uвх - Ед, т. е. напряжение Ед на выходе АД обусловливает отрицательное напряжение смещения на диоде, относительно которого прикладывается uвх. Вольт-амперная характеристика диода iд = F(uд) для простоты рассмотрения представлена линейной с нулевым обратным током. Ток iд протекает при открытом диоде и представляет собой импульсы с углом отсечки < 90°. В этом токе имеется постоянная составляющая Iдо, которая протекает по следующей цепи: диод, резистор нагрузки Rн, катушка L, диод VD. Ток Iдо создает на резисторе Rн падение напряжения Ед = Iдо Rн. Если uвх – AM-колебание, то напряжение Ед изменяется в соответствии с законом изменения огибающей входного напряжения; при этом по такому же закону изменяется напряжение смещения на диоде.

Чтобы ток с частотой модуляции протекал через сопротивление RН, а токи с частотами, 2.... через конденсатор CН, необходимо выполнение следующего условия где в - верхняя частота модуляции.

В параллельном детекторе на резисторе RН (рис.7.3), кроме выпрямленного напряжения будет и переменное напряжение. Чтобы оно не проходило на вход УНЧ, включают фильтр нижних частот RФCФ.

Входное сопротивление параллельного детектора ниже, чем последовательного, поэтому он в большей степени оказывает влияние на последний каскад УПЧ, а поэтому применяется реже.

В схеме последовательного АД (рис 7.2) сопротивление нагрузки детектора для постоянной (RН-) и переменной (RН) составляющей различно

RН RВХ УНЧ

RН RВХУНЧ

что вызывает нелинейные искажения. Для их уменьшения применяют амплитудный детектор с разделенной нагрузкой, рис.7.6. Такая схема улучшает согласование с низкоомным входом УНЧ, но имеет меньший коэффициент передачи.

Достаточно часто в схемах радиоприемных устройств совмещают детектор АРУ и детектор сигнала. Один из вариантов такого совмещения приведен на рис.7.7, где RФ, СФ – фильтр системы АРУ.

При работе детектора на относительно низкой несущей частоте могут возникнуть трудности разделения высокочастотных составляющих и частоты модуляции согласно (7.1). В этом случае используют двухтактный детектор (рис 7.8), в котором диоды работают поочередно.

В данной схеме частота пульсаций высокочастотной составляющей удваивается, нечетные гармоники токов диодов VD1 и VD2 взаимно компенсируются, в результате высокочастотная составляющая хорошо отфильтровывается. Коэффициент передачи двухтактного детектора в два раза больше, чем у однотактного, и он точнее воспроизводит огибающую сигнала.

На рис.7.9 приведена схема детектора на туннельном диоде, которая обеспечивает эффективное детектирование сигналов малых уровней.

В данной схеме рабочую точку диода выбирают на восходящем (точка А) или нисходящем (точка В) участке ВАХ диода (рис.7.9,б). В последнем случае детектор получается регенеративным, т.к. обеспечивает и усиление сигнала за счет отрицательного сопротивления, вносимого туннельным диодом в контур.

В приемниках невысокого класса для увеличения коэффициента передачи могут использоваться детекторы с удвоением выходного напряжения (рис.7.10).

В положительный полупериод входного напряжения диод VD2 закрыт и конденсатор СН1 заряжается через диод VD1 до напряжения UВХ. В отрицательный полупериод диод VD1 закрыт и конденсатор СН2 заряжается до удвоенного амплитудного значения.

В качестве согласующего звена детектора с выходом УПЧ, обычно используется LC- контур. Такая схема при всех преимуществах не может быть использована в интегральной технологии и требует настройки контура.

На рис.7.11 показана схема детектора, не содержащая согласующего LC- контура. Для данной схемы справедливо где штрихами обозначены параметры обычного диодного детектора.

В транзисторных детекторах одновременно с детектированием происходит усиление, поэтому они работают при меньших уровнях входных сигналов.

Транзисторные АД, в зависимости от того, нелинейность характеристики какого тока транзистора используется для детектирования, подразделяются на коллекторные, базовые, эмиттерные, стоковые, затворные и истоковые. Для БТ чаще всего используется включение по схеме с ОЭ, что позволяет получать помимо детектирования и наибольшее усиление сигнала. Поэтому на практике обычно используется коллекторный детектор (КД), в котором детектирование происходит из-за нелинейности проходной характеристики iк = = F(UБЭ). Схема КД приведена на рис. 7.12,а.

Делитель Rб1Rб2- задает смещение на транзисторе, конденсатор Сб блокировочный, Rкн Скн - нагрузка детектора. Постоянная времени RЭCЭвыбирается так, чтобы составляющие токов несущей частоты и ее гармоники замыкались через конденсатор CЭ, а токи частоты модуляции создавали падения на RЭ и, следовательно, отрицательную обратную связь. Выбор параметров эмиттерной цепочки в схеме рис. 7.12,а производят из условия Поскольку для КД Iкmax = SкUвх, где SK — крутизна характеристики коллекторного тока, то продетектированное напряжение на резисторе RН равно Eд = Iкo Rн = IкmaxRн/ = SкRнUвx/. Во избежание искажений при детектировании КД работает при относительно малых Uвх. Коэффициент передачи КД.

Анализируя (7.3), отмечаем, что Кд может быть больше единицы, это одно из основных преимуществ КД по сравнению с диодными.

Эмиттерный детектор (рис.7.12,б) применяют, когда нужно уменьшить шунтирующее действие детектора на последний контур УПЧ и обеспечить согласование с низкоомным входом УНЧ. Детектирование происходит вследствие нелинейности проходной характеристики Эмиттерный детектор обеспечивает минимальные (для транзисторных детекторов) нелинейные искажения и отсутствие перегрузок по входному сигналу.

В рассмотренных схемах детекторов можно использовать полевые транзисторы.

Детектор можно представить в виде нелинейного четырехполюсника, нагруженного на сопротивление ZН (рис 7.13). Поскольку детектор является нелинейным элементом, свойства его зависят от напряжения детектируемого сигнала, причем при сильных сигналах зависимость продетектированного напряжения от амплитуды входного сигнала ближе к линейной, чем при слабых, поэтому искажения при детектировании сильных сигналов значительно меньше.

Рассмотрим каждый из этих случаев отдельно.

Для диодных детекторов слабым считается сигнал с амплитудой Um|dUвх/dt|.

Начиная с момента t1, в который ЕД=ЕД1, конденсатор Сн разряжается по экспоненте, т. е. ЕД=ЕД1 е-t/RнCн; напряжение Uвх=Uн(1+Mcost). Взяв производные от Ед и Uвх, подставив их в неравенство |dE/dt|>|dUвх/dt| и исследовав полученное выражение на экстремум, получим окончательную формулу для расчета н:

Согласно (7.9), постоянная времени нагрузки н АД должна быть тем меньше, чем больше высшая модулирующая частота и коэффициент модуляции М. Физически это объясняется тем, что при малой частоте амплитуда Uвx меняется медленно, конденсатор Сн успевает разрядиться и следит за изменением Uвx; при малых значениях m амплитуда Uвx изменяется в меньших пределах и конденсатор Сн также успевает разрядиться. Для увеличения Кд следует выбирать по возможности большее сопротивление Rн, однако с увеличением Rн необходимо уменьшать емкость Сн. Нужно помнить, что последняя не должна быть соизмеримой с емкостью диода, так как при этом Кд. уменьшается.

7.5.3.Искажения из-за соизмеримости частоты модуляции и Если fнF, то, как следует из рис. 7.16, а, при правильно выбранной н напряжение Ед повторяет огибающую входного напряжения. Однако при соизмеримости частот, т.е. если fн = (2—3)F, напряжение Ед практически перестает следить за изменением Uвх (см. рис. 7.16,б). По этой причине частоту несущего колебания на входе АД (в супергетеродинном приемнике fн = fnp) выбирают из условия fн = fnp > (5... 10)Fmax, где Fmах - максимальная частота модуляции. Применение двухтактного детектора равносильно увеличению несущей примерно в 2 раза.

7.5.4.Искажения из-за влияния разделительной цепи Схема АД с разделительной цепью Rвx Cp показана на рис. 7.17.

При отключенной разделительной цепи напряжение Ед. на резисторе Rн изменяется в соответствии с рис. 7.18, а, оно содержит две составляющие: постоянную Едо и низкочастотную с амплитудой U. В приемниках AM-сигналов используется низкочастотная составляющая продетектированного напряжения, которая пропускается на вход последующего каскада через цепь RвxCp.

Поскольку постоянная времени =RвхСр достаточно большая и обычно во много раз превышает период модулирующего колебания Т F = l/F, на конденсаторе Ср выделится постоянная составляющая напряжения Eдо, а на сопротивлении Rвx—низкочастотная составляющая U.

Сумма двух напряжений Eдo +U равна исходному напряжению Ед на выходе АД. Напряжение, до которого зарядится конденсатор Ср, Eдo=Uнсоs, где cos — коэффициент передачи АД; Uн—амплитуда несущего напряжения на входе АД. При уменьшении напряжения Uвх в процессе модуляции до минимального значения конденсатор Ср становится источником постоянного напряжения. Поэтому напряжение Ед на резисторе Rн не уменьшится до Ед min, как это происходит при отсутствии цепи RвхСр, на нем появится напряжение Eсм=ЕдоRн/(Rн+Rвх), запирающее диод. При cos 1, ЕдоUн. Так как конденсатор Ср имеет большую емкость, то за короткое время, пока Ед падает до минимума, он не успевает разрядиться. Наличие на резисторе Rн напряжения Есм не позволяет напряжению Ед стать менее Eсм, при этом форма выходного напряжения искажается (рис. 7.18,б). Так как искажения имеют характер среза, они проявляются на всех частотах модуляции и заметны на слух.

Для борьбы с искажениями необходимо выполнять условие Uвх minEсм. При Uвх min=Uн(l—M); Uн(l—M) UнRн/(Rн+Rвх) или (1—M) > Rн/(Rн+Rвх). Обычно значения Rн и M заданы. Тогда способом борьбы с этим видом искажений является правильный выбор Rвх MRн/(1-M). Кроме того, используют детектор с разделенной нагрузкой (рис. 7.19), в котором сопротивление нагрузки по постоянному току Rн=Rн1+Rн2. Напряжение Eсм создается на резисторе Rн2 за счет разряда Ср; при этом значение Есм существенно уменьшается. Однако деление нагрузки АД приводит к уменьшению коэффициента передачи детектора, поскольку продетектированное напряжение снимается не со всего резистора Rн, а только с его части (с резистора Rн2). Конденсатор нагрузки состоит из двух конденсаторов Сн1 и Сн2, что улучшает -фильтрацию для частоты fпр.

Сущность возникновения нелинейных искажений продетектированного сигнала за счет линейной цепи RвxCp состоит в том, что эта цепь работает совместно с диодным детектором и в интервале времени t1—t2 (см.

рис. 7,18,б) напряжение Есм на Rн закрывает диод, нарушая его работу.

7.6. Детектирование импульсных сигналов Различают два вида детектирования импульсных сигналов:

-детектирование радиоимпульсов, т.е. преобразование радиоимпульсов в видеоимпульсы (выделение огибающей импульса из принятой последовательности);

-пиковое детектирование, т.е. выделение огибающей всей последовательности радиоимпульсов (рис. 7.20).

Пиковое детектирование может осуществляться в два этапа. Вначале радиоимпульсы преобразуются в видеоимпульсы, а затем выделяется огибающая всей последовательности, либо детектируется непосредственно.

Обычно интервал между импульсами намного превышает длительность импульса, поэтому детектирование каждого радиоимпульса можно рассматривать независимо.

Детекторы радиоимпульсов применяются в приемниках импульсных сигналов. Схема диодного детектора радиоимпульсов и предшествующего усилителя показана на рис. 7.21.

Предположим, что на входе усилителя действует радиоимпульс с идеальной прямоугольной огибающей (рис. 7.22, а); в реальных условиях огибающая имеет определенное время установления и время спада.

Полосу пропускания контура усилителя полагаем настолько широкой, что при отключенном детекторе напряжение на нем имеет практически прямоугольную огибающую (штрихпунктирная линия на рис. 7.22,б).

Напряжение Uк действует на входе диодного детектора. В начальный момент времени на диод поступает первая положительная полуволна напряжения Uк, диод открывается и происходит заряд конденсатора Сн от нулевого напряжения; при напряжении на диоде, равном нулю, конденсатор начинает разряжаться. При подаче на диод второй положительной полуволны напряжения конденсатор Сн начинает заряжаться не с нулевого напряжения, а с некоторого конечного значения, до которого успевает разрядиться Сн за первый полупериод напряжения UK. В третий полупериод конденсатор Сн заряжается от напряжения более высокого, чем напряжение на нем в конце второго периода, и т. д.

В результате серии зарядов и разрядов напряжение Ед на конденсаторе Сн (рис. 7.22,б) устанавливается.

При этом напряжение при заряде увеличивается настолько, насколько оно уменьшается за время разряда конденсатора Сн. После окончания действия радиоимпульса конденсатор Сн разряжается через резистор Rн, и напряжение Ед на выходе детектора спадает по экспоненте. Из диаграммы рис. 7.22, в видно, что в процессе установления напряжения на Сн меняется угол отсечки тока диода. В начальный момент 90°, т. е. ток через диод протекает практически в течение первого полупериода напряжения Uк. По мере установления Eд угол уменьшается, стремясь при фиксированном значении Rн к установившемуся значению 3. ТаS прямRн ким образом, в процессе установления напряжения Ед изменяется угол отсечки, продолжительность протекания и максимальное значение тока через диод. Это приводит к изменению постоянной составляющей Iдо и амплитуды первой гармоники Im1 тока диода. Изменение Im1 вызывает изменение входного сопротивления детектора Rвх Так как в начальный момент действия радиоимпульса 90°, Rвхнач2/Sэ2Riд, где Riд — внутреннее сопротивление открытого диода. Действительно, так как в первый период напряжения Uк диод открыт половину периода, а в течение второй половины периода он закрыт и не шунтирует контур, то среднее значение Rвxнaч2 Riд.. Сопротивление Riд мало и составляет несколько сотен ом, поэтому в начальный момент действия радиоимпульса сопротивление Rвxнaч детектора мало по сравнению с резонансным сопротивлением контура (Rвxнaч < Rэ). При этом Rвxнaч шунтирует контур, что приводит к уменьшению напряжения на нем.

По мере установления напряжения Ед входное сопротивление детектора из-за уменьшения угла увеличивается (рис. 7.22, г), и в установившемся режиме Rвxуст 0,5 Rн. Так как Rвxуст Rэ, сопротивление Rвxуст практически не шунтирует контур. Таким образом, в процессе установления продетектированного напряжения происходит переменное шунтирование контура входным сопротивлением детектора, вследствие чего напряжение на контуре не имеет прямоугольной огибающей, а возрастает постепенно (штриховая кривая на рис. 7.22, б).

В детекторе радиоимпульсов происходят два переходных процесса, приводящих к искажению импульса при детектировании: искажается фронт продетектированного напряжения при подаче радиоимпульса на вход детектора и изменяется спад продетектированного импульса после окончания действия радиоимпульса (рис. 7.23). Как показывают теория и эксперимент, установление продетектированного импульса происходит быстрее, чем спад. Физически это объясняется тем, что процесс установления связан с зарядом конденсатора Сн через диод, который имеет сравнительно малое сопротивление. Однако диод открыт не на весь период высокочастотного напряжения, а только на его часть, равную 2. Это приводит к увеличению времени установления напряжения Ед по сравнению с тем, которое реализуется, если диод открыт весь период. Процесс спада связан с разрядом конденсатора Сн через резистор RH с большим сопротивлением.

Следовательно, спад продетектированного импульса искажается больше, чем фронт. Поэтому искажения импульса при детектировании обычно оценивают по времени спада.

Спад продетектированного импульса происходит по экспоненте: Eд = =Eycт е ; отсчет времени ведут от t=T. Принято считать, что время спада — это интервал, в течение которого напряжение Ед - убывает от 0, Решив эти уравнения относительно t1 и t2для tсп= t2 - t1, получим Считается допустимым, если tсп (9... 10) Сд.

Пиковый детектор (ПД) предназначен для детектирования импульсов постоянного тока; напряжение на его выходе пропорционально пиковому напряжению видеоимпульсов. В простейшем случае этот процесс можно осуществить с помощью линейного RфСф-фильтра нижних частот (интегрирующей цепи). Напряжение на выходе фильтра Ед=Uпик и / T =Uпик/Q, где Q== T /и — скважность импульса. Коэффициент передачи Kд=Ед/Uпикs=l/Q. При высокой скважности коэффициент Кд. мал, поэтому этот способ детектирования целесообразно применять при Qfo напряжение UК1 на первом контуре становится больше, чем напряжение UК2 на втором, и соответственно EД1>EД2, ЕД>0. При f fo UД2 UД1; при этом ЕД2 > ЕД и ЕД < 0. Чем больше расстройка, тем больше и тем больше разность UI и UII.

Учитывая требование идентичности амплитудных детекторов КД1 = КД2 = КД, получим Детекторы по схеме с двумя взаимносвязанными одинаково настроенными контурами обладают достаточно протяженным линейным участком детекторной характеристики, значительной ее крутизной. Они просты в регулировке и поэтому нашли широкое применение как в приемниках ЧМ-колебаний, так и в системах АПЧ.

Форма характеристики детектирования ЧД (рис. 8.13) зависит от добротности контуров и степени связи между ними. Таким образом, в ЧД со связанными контурами с изменением частоты fc относительно fо меняется фазовый сдвиг между ЭДС ЕМ, наводимой на втором контуре, и током I2 в нем, что приводит к изменению напряжений UД1 и UД2 на диодах, а следовательно, и напряжения Ед.

8.1.4. Детектор отношений (дробный детектор) Рассмотрение балансных ЧД показало, что Uвых = ЕД пропорционально амплитуде сигнала. Чувствительность детекторов к паразитной АМ ЧМ-сигнала вызывает его искажения. В значительной степени свободны от этого недостатка дробные детекторы (рис. 8.14).

Характерной особенностью дробного ЧД является малая чувствительность к амплитудной модуляции детектируемого напряжения, благодаря чему отпадает необходимость в АО. Схема дробного ЧД (рис. 8.14) является вариантом схемы ЧД со связанными контурами; ее отличие состоит в способе включения диодов и нагрузки, а также в введении катушки связи L3 вместо дросселя. Каждое из высокочастотных напряжений UД и UД2, подводимых к диодам VD1 и VD2, так же, как в ЧД со связанными контурами, представляет собой сумму напряжений: напряжения U1' на катушке связи L3 и половины напряжения на втором контуре 0,5U2. Напряжение U1'=М2U1/L1, т. е. по фазе оно совпадает с напряжением U1 на первом контуре. Поэтому векторные диаграммы, рассмотренные при анализе работы ЧД со связанными контурами, остаются справедливыми и для дробного ЧД; различие состоит лишь в том, что вместо U1 при построении векторных диаграмм дробного ЧД необходимо использовать напряжение U1', которое несколько меньше U1.

В дробном ЧД в отличие от ЧД, построенного по схеме рис. 8.11, полярность диода VD2 изменена на обратную; при этом напряжение Е0=ЕД1+ЕД2- Это напряжение подводится к конденсатору Со настолько большой емкости, что напряжение на нем не успевает реагировать на быстрые изменения амплитуды входного сигнала. Следовательно, в процессе работы ЧД может меняться только отношение ЕД2/EД1, а не их сумма. Именно по этой причине такой ЧД называют дробным (иногда детектором отношения), т.е. отношение их зависит от отклонения частоты сигнала и практически не зависит от АМ.

Степень подавления сопутствующей АМ определяется симметрией плеч ЧД и для ее повышения включают небольшие резисторы в плечи детектора последовательно с диодами и выбирают U2 = 0,5U1.

Широкополосность тракта усилителя-ограничителя является необходимым параметром высококачественного тракта УКВ-приемника.

От частотного детектора УКВ-приемника требуется прежде всего высокая линейность детектирования. Она необходима для правильного воспроизведения модулирующей функции. Но можно показать, что линейность характеристики детектора в значительной мере определяет и избирательность приемника, так как предотвращает образование комбинационных частот между полезным сигналом и помехой. Расчеты показывают, что даже при нелинейности всего 1% реальная избирательность приемника может снизиться на 10—15 дБ. Высокая линейность (доли процента) должна сохраняться в широком диапазоне частот. Это означает, что линейная часть характеристики частотного детектора высококачественного приемника должка составлять не менее 1—2 МГц.

Широко распространенный в течение многих лет детектор отношений постепенно перестает применяться в ЧМ-приемниках. Это следствие нестабильности eго настройки во времени, а также неудобств, связанных с применением катушек 'индуктивности. Вместо детектора отношений все чаще используется так называемый «детектор совпадений» или, иначе, «квадратурный детектор». На вход квадратурного детектора подаются две группы импульсов промежуточной частоты. При отсутствии модуляции эти две группы сдвинуты относительно друг друга по фазе на 90°, как показано на рис. 8.15,а.

Рис. 8. При отклонении частоты следования импульсов от среднего значения, вследствие модуляции, сдвиг фаз меняется, как показано на рис. 8. б, в. Показанные последовательности импульсов подаются на устройство перемножения, на выходе которого появляется напряжение, соответствующее времени совпадения импульсов. После сглаживающего фильтра образуется сигнал низкой частоты, соответствующий модулирующему сигналу.

Для отсутствия нелинейных искажений выходного сигнала необходимо, чтобы ФЧХ фазосдвигающей цепи была линейной в рабочем диапазоне частот. Структурная схема квадратурного детектора показана на рис.

8.16,а, а на рис. 8.16,б приведена принципиальная схема одного из возможных вариантов реализации такого детектора.

После усилителя-ограничителя 1 импульсы с выхода эмиттерного повторителя подаются на перемножитель 3, собранный на транзисторах VT2—VT7. При этом одна последовательность подается на перемножитель непосредственно, а другая—через колебательный контур 2, создающий при резонансе сдвиг фаз, равный 90° (4 — фильтр нижних частот). К сожалению, фазовая характеристика колебательного контура имеет нелинейность, создающую нелинейные искажения выходного сигнала тем большие, чем больше добротность контура. Однако при добротностях около 16 единиц нелинейные искажения такого детектора менее 1%. Вместо одиночного контура можно включить пару связанных контуров, что позволяет уменьшить нелинейность до десятых долей процента.

Квадратурный частотный детектор нашел широкое применение в полупроводниковых ИС тракта ЧМ-приемника, так как основная часть его схемы легко воспроизводится в одном кристалле с усилителемограничителем.

Другой схемой частотного детектора является счетный детектор.

Его выходное напряжение определяется числом импульсов, поступающих на вход в единицу времени, т. е. частотой приходящего сигнала. Основным условием правильной работы счетного детектора является строгая унификация формы импульсов независимо от мгновенной частоты. К такой унификации можно приблизиться путем глубокого амплитудного ограничения сигнала и последующего дифференцирования, как показано на рис.8.17,а, где 1 – усилитель-ограничитель, 2 – дифференцирующая цепь, 3 – ограничитель по минимуму, 4 – фильтр нижних частот.

В результате глубокого ограничения фронты и срезы импульсов приближаются к вертикальным, но сохраняется модуляция их по ширине в соответствии с частотной модуляцией. После дифференцирования и срезания отрицательных выбросов импульсы становятся практически одинаковыми по форме, изменяется только их скважность. Постоянная.составляющая на выходе интегрирующей цепи становится пропорциональной скорости поступления импульсов, т. е. мгновенной частоте сигнала.

Другой путь унификации импульсов - запуск ими мультивибратора (рис. 8.17,б), где 5 – ждущий мультивибратор.

Этот вариант частотного детектора обладает некоторым преимуществом, связанным с постоянством формы фронта интегрируемых импульсов.

Счетный детектор, в принципе, обеспечивает минимальные нелинейные искажения и шумы, и поэтому может рекомендоваться для самых высококачественных УКВ-трактов. Однако практическая его реализация на высокой ПЧ (10,7 МГц) пока затруднена и счетный детектор, как правило, применяют на пониженных частотах, ниже 1 МГц.

Для трактов ПЧ и детектора ЧМ приемников выпускаются специальные полупроводниковые ИС, представляющие собой комбинацию усилителя-ограничителя и квадратурного частотного детектора. Так, широкое применение нашли ИС К174ХА6, зарубежный аналог ТДА1570, заменившая менее совершенную ИС К174 ХА3. Микросхема включает в себя усилитель-ограничитель, детектор совпадений, цепь бесшумной настройки (БШН) и вспомогательные элементы.

Частотное детектирование обычно осуществляется в устройствах, соединяющих в себе линейные и безынерционные нелинейные цепи. В ЧД ЧМ-колебания преобразуются в нелинейной цепи с реактивными параметрами в колебания с другим видом модуляции с последующим соответствующим детектированием преобразованного колебания.

Различают однотактные и балансные ЧД. Балансные ЧД имеют более близкую к линейной характеристику детектирования, знак напряжения Ед следит за знаком изменения частоты сигнала.

Построение балансных детекторов по схеме с взаимными обратными связями позволяет получить высокую крутизну относительной дискриминационной характеристики. Балансные частотные детекторы с управляемой характеристикой обладают высокой эффективностью при малых соотношениях сигнал/шум.

Перспективными схемами ЧД являются детектор совпадений (квадратурный) и счетный, легко реализуемые в интегральном исполнении.

В импульсном ЧД происходит преобразование ЧМ-колебания в импульсное напряжение с переменной скважностью.

Импульсный ЧД обладает свойствами амплитудного ограничителя;

напряжение Ед не зависит от UВХ.

Поскольку импульсный ЧД не содержит индуктивностей, он удобен для интегрального исполнения.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

В чем заключается принцип частотного детектирования?

В каких устройствах осуществляется частотное детектирование?

Изобразите статическую детекторную характеристику. Какие требования предъявляются к основным показателям ЧД?

4. Укажите особенности однотактных и балансных ЧД.

5. Приведите принципиальные схемы и поясните принцип работы ЧД с преобразованием отклонения частоты в изменение амплитуды.

6. Каковы принципиальная схема и принцип действия ЧД с одиночным контуром, преобразующим изменение частоты в изменение фазового сдвига?

7. С помощью векторных диаграмм поясните принцип действия ЧД со связанными контурами.

8. Нарисуйте принципиальную схему дробного ЧД, поясните принцип его работы.

9. Поясните работу ЧД, позволяющего получить регулируемую крутизну относительной дискриминационной характеристики.

10. Используя временные диаграммы, поясните работу квадратурного ЧД.

11. Поясните принцип действия счетного ЧД.

9. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Фазовым детектором (ФД) называется устройство, служащее для создания напряжения, пропорционального разности фаз между сигналом и опорным колебанием, т.е. ФД преобразует два сравниваемых гармонических колебания uВХ и uОП в напряжение uВЫХ, определяемое разностью фаз между этими колебаниями. Так как в спектре напряжения на выходе ФД имеются частотные составляющие, которых не было в спектре uВХ, то для реализации ФД нельзя использовать линейную схему с постоянными параметрами. Поэтому ФД можно выполнить на основе линейной системы с переменными параметрами (параметрической системы), либо на основе нелинейной цепи.

Рассмотрим принцип действия ФД. На нелинейное устройство (рис.

9.1) подали два напряжения:

Из курса ОТЦ известно, что в результате перемножения uВХ и u0 на выходе нелинейного устройства среди колебаний различных комбинационных частот будет иметь место колебание разностной частоты uВЫХ =KU0UВХсos [(ВХ - 0)t + ВХ - О], где K – коэффициент пропорциональности, зависящий от типа схемы нелинейного устройства;

О и ВХ - начальные фазы uВХ и u0.

Фазовый угол = [(ВХ - 0)t + ВХ - О] представляет собой мгновенное значение разности фаз сравниваемых напряжений uВХ и u0. Его можно разложить на две составляющие где - обусловлено разностью частот uВХ и u0, Н - равна разности начальных фаз сравниваемых напряжений.

В зависимости от соотношения частот сравниваемых колебаний различают два режима работы ФД:

- если ВХ = 0, то uВЫХ =KU0UВХсos Н. Этот режим используют при детектировании фазомодулированных сигналов и в различных фазовых измерительных устройствах;

- -если ВХ 0, то uВЫХ =KU0UВХсos, т.е. периодически изменяется во времени с разностной частотой ВХ - 0, (ВХ и О постоянны, их можно скомпенсировать, т.е. ВХ - О = 0.) Этот режим имеет место в системах ФАПЧ и в схемах следящих фильтров.

В дальнейшем будем рассматривать только первый режим работы ФД, т.е. когда ВХ = 0 =. Обычно фазу опорного колебания полагают равной нулю О = 0.

Фазовое детектирование можно представить как последовательность двух операций:

- перемножения uВХ и uО, в результате чего получаем - выделение с помощью ФНЧ составляющей, зависящей от угла ВХ и устранение составляющей частоты 2. Полученное на выходе напряжение зависит не только от угла, но и от амплитуд напряжений U0 и UВХ. Поэтому к источнику опорного напряжения предъявляют требования постоянства его амплитуды - U0= const. Для обеспечения постоянства амплитуды сигнала используют амплитудные ограничители.

Структурная схема ФД совпадает со структурной схемой ПЧ (рис.

5.2); отличие состоит лишь в том, что в ПЧ выделение преобразованного сигнала осуществляют полосовым фильтром со средней частотой ПР, а в случае ФД – ФНЧ. Таким образом, для ФД можно приспособить все виды ПЧ, если заменить в них полосовые фильтры на ФНЧ. Схема ФД совпадает также со схемой синхронного АД (рис. 7.29). Для работы синхронного АД необходима не только синхронность (ВХ = 0), но и синфазность (ВХ = О) напряжения гетеродина с напряжением сигнала.

Детекторная характеристика ФД представляет собой зависимость выходного напряжения от разности фаз сравниваемых колебаний. У идеального перемножителя детекторная характеристика определяется формулой (рис. 9.2) Иногда детекторную характеристику называют амплитуднофазовой, т.к. помимо зависимости от разности фаз выходное напряжение детектора определяется величинами амплитуд входных колебаний.

Крутизна характеристики для произвольного отношения Um1 и Um При равенстве амплитуд входных сигналов детекторная характеристика (кривая 2) почти прямолинейна на отрезке 0-. Обычно линейное детектирование в пределах 600 реализуемо.

В зависимости от вида нелинейной цепи и способа ее включения различают однотактные, балансные и кольцевые ФД. В качестве нелинейного элемента используют диоды и транзисторы.

Для осуществления фазового детектирования к диоду (рис. 9.3) прикладывается входной сигнал и опорное напряжение; напряжение Ед на выходе ФД определяется выражением полученным при предположении, что UВХU0.

Принцип действия такого ФД можно пояснить, рассматривая его не как параметрическую цепь, а как систему с амплитудным детектированием суммы двух гармонических колебаний (uВХ и u0). На входе такого АД действует суммарное напряжение u.= uВХ + u0=UВХcos(0t+). Эти два колебания имеют одинаковую частоту, но разные фазы. В результате векторного сложения двух напряжений получают напряжение той же частоты, но другой фазы. Амплитуда суммарного колебания Напряжение на выходе АД с коэффициентом передачи Кд Согласно (9.2) напряжение ЕД на выходе ФД зависит от входного сигнала; вид зависимости ЕД от определяется отношением Uвx/Uo. В общем случае характеристика детектирования существенно отличается от косинусоиды (рис. 9.2). Если UВХU0, то КД(U0+UВХcos).

Таким образом, при малых амплитудах входного сигнала характеристика детектирования однотактного диодного ФД имеет косинусоидальную форму. Если UВХU0, то в этом случае характеристика детектирования представляет собой кривую, сильно отличающуюся от косинусоиды.

Функциональная схема балансного ФД векторомерного типа приведена на рис. 9.4, где Инв. – инвертор. Фаза напряжения сигнала, подаваемого на оба сумматора С1 и С2, одинакова, а напряжение опорного генератора подается на сумматоры в противофазе.

Принципиальная схема (рис. 9.5) представляет собой два диодных однотактных ФД, каждый из которых работает на свою нагрузку. В результате на выходе каждого плеча ФД создается напряжение Е Д1 и ЕД встречной полярности, поэтому ЕД=ЕД1 – ЕД2.

Входное напряжение подводится к диодам в противоположной полярности, поэтому фаза напряжения u1ВХ отличается от фазы u11ВХ на 180°. Опорное напряжение прикладывается к диодам в одинаковой фазе, поэтому Следовательно На основе балансного фазового детектора по аналогии с частотным детектором с управляемой характеристикой может быть построен фазовый детектор с взаимными обратными связями, если к выходам сумматоров С и С2 (рис.9.4) подключить детектор с обратными связями, схема которого приведена на рис. 8.8,а.

Статическая детекторная (дискриминационная) характеристика такого ФД имеет вид, представленный на рис. 9. Рассмотрение рис. 9.6 показывает, что детекторная характеристика, в зависимости от глубины обратных связей, может принимать любые формы от исходной, формируемой векторомерным детектором до релейной (в средней части). Однако главное преимущество схемы с обратными связями – получение устойчивой к помехам относительной дискриминационной характеристики.

Схема кольцевого ФД имеет вид, представленный на рис. 9.7.

Можно рассматривать кольцевой ФД как соединение двух балансных, работающих на общую нагрузку. Один выполнен на VD1 и VD2, другой - на VD3 и VD4. При прочих равных условиях выходное напряжение в 2 раза меньше, чем у балансного. В кольцевом ФД компенсируются четные гармоники входных сигналов, т.е. эффективно подавляются вредные продукты нелинейного преобразования.