Открытое акционерное общество «Плутон»

На правах рукописи

Платонов Сергей Александрович

ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ ГЕНЕРАТОРНЫХ

ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ ПРИБОРОВ СВЧ

Специальность 05.12.04 “Радиотехника, в том числе системы и устройства

телевидения ”

Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

Научный руководитель: кандидат технических наук, доцент Казанцев В. И.

Москва, 2014 2 Оглавление Основные обозначения и сокращения

Введение

Глава 1. Состояние вопроса и постановка задач

1.1. Требования к параметрам радиоимпульсов, генерируемых в современных РПДС

1.1.1. Искажения генерируемых в РПДС электромагнитных колебаний........ 15  1.2. Обзор опубликованной информации по импульсным модуляторам мощных РПДС

1.2.1. Способы получения импульсной модуляции ЭВП СВЧ в мощных РПДС

1.2.2. Схемы высоковольтных твердотельных модуляторов для СВЧ ЭВП.. 21  1.3. Постановка задач, решаемых в диссертации

Глава 2. Особенности генераторных ЭВП СВЧ как нагрузок для импульсных модуляторов. Структурные схемы импульсных РПДС

2.1 Физические основы работы СВЧ ЭВП

2.1.1 Магнетронные автогенераторы как нагрузка импульсных модуляторов

2.1.2 Клистронные генераторы как нагрузка импульсных модуляторов........ 39  2.1.3 ЛБВ О как нагрузка импульсных модуляторов

2.2 Структурные схемы выходных каскадов мощных импульсных РПДС на основе СВЧ ЭВП

2.2.1 Схема РПДС на магнетроне с однотактным модулятором

2.2.2 Схема РПДС с двухтактным анодным модулятором

2.2.3 Схемы РПДС с сеточной модуляцией

2.2.4 Схемы рекуперации энергии на коллекторе

2.3 Пробой в ЭВП СВЧ

2.4 Выводы

Глава 3. Высоковольтные твердотельные модуляторы

3.1 Структура твердотельного модулятора

3.2.1 Полупроводниковые коммутирующие приборы

3.2.2 Схемы управления силовыми транзисторами ключа

3.2.3 Схемы защиты от перенапряжений

3.3 Математическая модель двухтактного твердотельного модулятора............. 88  3.3.1 Модель ячейки составного ключа, построенной на МОП полевом транзисторе

3.3.2 Методы решения уравнений

3.4 Выводы

Глава 4. Физические процессы в твердотельных модуляторах

4.1 Стадии работы модулятора

4.1.1 Закрытое состояние

4.1.2 Формирование фронта импульса

4.1.3 Формирование плоской части импульса

4.1.4 Формирование спада импульса

4.1.5 Обеспечение электропрочности и теплового режима ключа................ 112  4.2 Исследование влияния параметров схемы на процессы в модуляторе....... 115  4.2.1 Исследование влияния паразитной емкости транзисторов ключа на корпус

4.2.2 Устранение разброса напряжений, прикладываемых к отдельным транзисторам модулятора, с помощью добавочных емкостей

4.2.3 Исследование влияния паразитных параметров ячейки модулятора... 128  4.2.4 Исследование влияния несинхронности управления транзисторами ключа

4.2.5 Исследование влияния паразитных параметров цепи нагрузки на равномерность плоской вершины импульса

4.3 Предельные режимы работы модуляторов по частоте и скважности......... 142  4.4 Выводы

Глава 5. Экспериментальная оценка результатов моделирования

5.1 Экспериментальный макет двухтактного модулятора

5.2 Стенд измерения вольт-фарадных характеристик транзисторов................. 155  5.3 Проведение экспериментов и сопоставление их с результатами моделирования

5.3.1. Проверка формы напряжения на нагрузке и транзисторах.................. 160  5.3.2. Проверка зависимости распределения напряжений, прикладываемых к транзисторам, от места их расположения

5.3.3. Проверка распределения напряжений, прикладываемых к транзисторам, при использовании выравнивающих емкостей

5.4 Выводы

Заключение

Библиографический список

Основные обозначения и сокращения ВИП – высоковольтный источник питания;

ЭВП – электровакуумный прибор;

ТВМ – трансформаторно-выпрямительный модуль;

ИМ – импульсный модулятор;

ИТ – импульсный трансформатор;

СВЧ – сверхвысокая частота;

РЛ – радиолокационный;

РЛС – радиолокационная система;

РТС – радиотехническая система;

ТТХ – тактико-технические характеристики;

РПУ – радиопередающее устройство;

СИЭП – система импульсного электрического питания;

РПДС – радиопередающая система;

ЗС – замедляющая система;

УЭ – управляющий электрод;

Введение В настоящее время в радиотехнике для получения СВЧ колебаний высоких уровней мощности используются твердотельные и электровакуумные (ЭВП) генераторные приборы. С развитием современных технологий производства и конструирования твердотельные устройства активно завоевывают диапазоны частот вплоть до террагерцового [1, 2]. Разработка технологий производства активных СВЧ устройств на основе таких новых материалов как SiC, GaN, AlN открывает широкие возможности для развития твердотельных генераторных устройств [1]. Для удовлетворения требований по величине выходной мощности используются схемы суммирования мощности либо на общей нагрузке, либо в пространстве [3].

Твердотельные приборы обладают рядом преимуществ [4]: относительно низкое напряжение питания; высокая надежность; большой срок службы.

Однако твердотельные передатчики не лишены недостатков [4]: низкое обусловленное физическими ограничениями; сложность конструкции мощного СВЧ генератора при использовании суммирования мощности в тракте самого передатчика; снижение надежности передатчика в целом из-за использования большого количества маломощных генераторов в схемах суммирования мощности; низкий коэффициент усиления; большая стоимость; падение как КПД, так и генерируемой мощности с ростом частоты.

В настоящее время [5] твердотельные приборы широко используются в маломощных синтезаторах частот в диапазоне до 1 ТГц, усилителях средней мощности сантиметрового и дециметрового диапазонов.

С развитием полупроводниковых СВЧ устройств электровакуумные генераторные приборы постепенно вытесняются, однако они обладают генераторного прибора высокие импульсные и средние мощности; рабочий диапазон частот доходит до 1 ТГц и выше; полоса рабочих частот достигает нескольких октав; высокий коэффициент усиления (до 40...70 дБ); простота конструкции передатчика при соизмеримой мощности по сравнению с твердотельными передатчиками с суммированием мощности; сравнительно низкая стоимость. Но им также свойственны следующие недостатки: высокие рабочие напряжения питания; сложные системы электропитания, малый срок оконечных усилителей когерентных радиопередающих систем (РПДС) и мощных автогенераторов для энергетических применений, физических исследований и таких РЛС, где избыточным оказывается требование когерентности. В настоящее направленных на увеличение диапазонов рабочих частот и мощностей ЭВП СВЧ при уменьшении их габаритов и рабочих напряжений [8, 9, 10].

В последнее десятилетие стали широко использоваться гибридные твердотельных приборах. Оконечный широкополосный усилитель строится с положительные свойства двух видов приборов и значительно уменьшить влияние отрицательных каждого из них.

При необходимости получения импульсной мощности более 1 кВт в электровакуумных приборов оправдано [12]. На данный момент не существует сравнительно простых и недорогих РПДС на основе твердотельных приборов, способных обеспечивать такие уровни мощности при габаритах, соизмеримых с сравнительно низкочастотных колебаний (частота менее 20 ГГц) со средними электровакуумных генераторных приборов, так как в этом случае удается получить значительный выигрыш в КПД. В пограничной области применения между твердотельными и электровакуумными устройствами возможно использование гибридных модулей. Поэтому исследование радиопередающих систем, построенных на основе электровакуумных генераторных приборов, является актуальной задачей.

электровакуумные приборы как магнетроны, клистроны, лампы бегущей волны (ЛБВ) О и М типов [13]. В технике физического эксперимента для ускорения заряженных частиц также в импульсном режиме используются мощные и высоковольтные электровакуумные приборы, в том числе и гиротронного типа.

Как правило, ЭВП СВЧ работают в импульсном режиме [3, 14, 15]. Для формирования выходных радиоимпульсов необходимо на соответствующих электродах сформировать высоковольтные импульсы напряжения. Генерация и усиление в ЭВП происходит в результате взаимодействия электронного потока с СВЧ колебаниями с передачей энергии электронного потока электромагнитной волне в пространстве взаимодействия. В радиопередающих системах модулирующие импульсы напряжения формируются импульсным модулятором (ИМ).

В генераторных приборах с внешним возбуждением в связи с конечностью времени пробега волны вдоль замедляющей системы имеется разность фаз между выходным и входным колебаниями, которая может изменяться при изменении режима работы прибора и формы модулирующего импульса. Отклонения формы модулирующих импульсов от идеальной, нестабильности временных параметров импульсов (джиттер, изменение длительности) в общем случае приводят к внутриимпульсная модуляция. В случае радиолокационных РПДС эти искажения приводят к расширению тела неопределенности радиолокационного сигнала, увеличению уровня его боковых лепестков и появлению дополнительных лепестков. Это приводит к уменьшению точности определения дальности и скорости целей. Допустимые уровни искажения формы модулирующих импульсов и нестабильности его временных характеристик в этом случае определяются требованиями к точности измерений параметров целей и уровню боковых лепестков тела неопределенности радиолокационного сигнала.

В настоящее время от радиолокационных комплексов требуется разрешающая способность по дальности порядка 0,01...1 м, а также увеличение скрытности работы. Это в свою очередь заставляет уменьшать длительность генерируемых импульсов вплоть до единиц наносекунд [16]. Накладываются жесткие требования к длительностям фронтов генерируемых импульсов. Как показывают расчеты (см. раздел 2.1 и [17]), возможные минимальные длительности импульсов, которые способны генерировать усилительные ЭВП, составляют 0,1...5 нс. На практике получить столь короткие импульсы не удается, так как оказывают влияние еще и паразитные параметры цепей питания ЭВП [18].

Ранее использовались модуляторы, в которых коммутация высокого напряжения осуществлялась мощными электровакуумными или газоразрядными приборами [3, 14, 19, 20]. В настоящее время такие модуляторы не удовлетворяют требованиям по надежности, массе и габаритам. К ним необходимо подводить, часто под высоким потенциалом, напряжение питания подогревателя катода.

Переключательные лампы типа ГМИ имеют сравнительно малую крутизну выходных ВАХ в области низких напряжений на аноде, что приводит к значительному падению напряжения на них в открытом состоянии (до 30% от номинального напряжения питания). Это приводит к большим потерям и необходимости увеличивать напряжения источников питания. Ламповым приборам свойственно значительное ограничение по току, обусловленное эмиссионными возможностями катодов и их ограниченными размерами. Это может привести к затягиванию фронта и спада формируемых импульсов, так как во время переходных процессов протекают значительные токи перезаряда паразитных емкостей нагрузки. Срок службы таких приборов редко превышает 1000 часов. В настоящее время отечественная электровакуумная промышленность практически не выпускает эти приборы.

Современные требования по надежности и качеству работы РПДС вынуждают искать пути повышения упомянутых параметров. Использование сложно модулированных сигналов требует повышать управляемость и гибкость импульсов (переменные длительность и частота повторения импульсов; работа импульсными пакетами, в том числе и переменной длительности).

генерируемых в РПДС, построенных на ЭВП СВЧ, является применение в модуляторах высоковольтных твердотельных ключей [21, 22, 23]. Благодаря появлению мощных высоковольтных ключевых транзисторов, управляемых напряжением, возникла возможность конструировать малогабаритные импульсные модуляторы с рабочими напряжениями до сотен кВ и импульсными токами до нескольких сотен А, построенные полностью на твердотельных элементах.

Такие модуляторы обладают большим сроком службы, способны работать при оперативном (от импульса к импульсу) изменении параметров формируемых импульсов и их последовательностей. При использовании твердотельных ключей в схемах с частичным разрядом накопительной емкости, модулирующие импульсы имеют почти идеальную прямоугольную форму и обладают высокой соответствующих схемных решений могут укладываться в 20...30 нс [22, 24, 25].

Из вышесказанного можно сделать следующие выводы:

- в ближайшее время не появится альтернативы мощным электровакуумным СВЧ генераторным приборам диапазона частот 20 ГГц и выше;

- применение высоковольтных твердотельных ИМ для СВЧ ЭВП позволяет повысить эксплуатационные характеристики радиопередающих систем;

- исследование полностью твердотельных высоковольтных импульсных модуляторов для СВЧ ЭВП является актуальной задачей, имеющей важное практическое значение.

радиопередающих системах импульсов, расширения диапазонов изменения их высоковольтные импульсные модуляторы ЭВП СВЧ, построенные на основе составных твердотельных ключей. Задача решается с учетом требований по надежности и управляемости, предъявляемых к современным РПДС.

Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав и заключения.

Во введении обоснована актуальность темы диссертационной работы, сформулированы цели работы, показана ее научная новизна, приведены основные положения, выносимые на защиту, дано краткое содержание работы.

В первой главе проведен обзор технической информации, опубликованной по теме диссертации. Определены основные направления исследования, сформулированы задачи, решаемые в диссертации.

Вторая глава посвящена обзору генераторных ЭВП СВЧ, используемых в современных РПДС. Приведены типовые схемы систем импульсного электрического питания ЭВП. Рассмотрены упрощенные эквивалентные схемы этих приборов, их особенности в качестве нагрузки импульсных модуляторов.

Определено место импульсных модуляторов в схеме мощных выходных каскадов РПДС. Исходя из типовых характеристик ЭВП СВЧ, сформулированы требования к параметрам питающих импульсов. На основе рассмотренных структурных схем РПДС на ЭВП СВЧ проведена классификация импульсных модуляторов.

В третьей главе сформулированы технические требования, предъявляемые к импульсным модуляторам. Проведен анализ элементной базы высоковольтных твердотельных модуляторов. Составлена схема модулятора, используемая для дальнейшего анализа. Рассмотрены основные элементы этой схемы и их паразитные параметры. Проанализированы возможные конструкции модуляторов.

Составлена математическая модель схемы. Приведены методы решения уравнений, описывающих работу модулятора.

В четвертой главе проведено исследование процессов, происходящих в твердотельных модуляторах во время их работы. При исследовании модели выявлена зависимость напряжений, падающих на отдельных транзисторах составного ключа, от их местоположения в схеме и величин паразитных параметров. Показано, что к транзисторам, располагающимся ближе к нагрузке, прикладывается большее напряжение. Это явление может приводить к аварийным ситуациям. Анализ модели позволяет оценить количественно величину перенапряжения, выяснить возможности его устранения. Проведено исследование влияния параметров элементов схемы на параметры формируемых импульсов.

Предложена методика расчета предельных режимов работы модуляторов по частоте следования и скважности импульсных последовательностей. Исследовано влияние несинхронности управления отдельными транзисторами на работу составных ключей.

Пятая глава посвящена экспериментальной проверке результатов исследований, полученных при использовании разработанной математической модели твердотельного модулятора. Описаны макет экспериментального твердотельного модулятора и стенд для измерения характеристик отдельных транзисторов. Сопоставлены результаты численного и натурного экспериментов, проанализирована точность расчетов.

В заключении сформулированы основные результаты и сделаны выводы по диссертационной работе.

Научная новизна полученных результатов заключается в следующем:

предложена математическая модель твердотельного импульсного модулятора, построенного по схеме последовательного включения нескольких отдельных транзисторных ключей, учитывающая паразитные параметры отдельных элементов схемы модулятора, позволяющая оценить форму генерируемых импульсов, а также работу модулятора;

выявлена зависимость распределения напряжений, прикладываемых к отдельным транзисторам составного ключа в динамическом режиме, от места их расположения в схеме, значений паразитных параметров, что показало возможность появления перенапряжений на отдельных транзисторах;

предложен способ выравнивания напряжений, прикладываемых к отдельным транзисторам составного ключа с использованием дополнительных емкостей, подключаемых между выходными электродами транзисторов;

определена максимальная задержка начала переключения отдельных транзисторов составного ключа относительно друг друга, что позволяет задать транзисторами;

модуляторами импульсных последовательностей по частоте и скважности.

Положения, выносимые на защиту:

модель двухтактного твердотельного импульсного модулятора, учитывающая паразитные параметры схемы и индивидуальные особенности отдельных элементов, предназначенная для инженерного анализа работы модуляторов, построенных на основе составных твердотельных ключей, и прогнозирования формы модулирующих импульсов на нагрузке;

зависимость напряжения, прикладываемого к транзисторам составных ключей модулятора, от величины их паразитной емкости на корпус модулятора, выходной емкости транзисторов, места их расположения в схеме модулятора, полученная при анализе модели модулятора;

способ выравнивания напряжений, прикладываемых к транзисторам модулятора, состоящий во введении дополнительных компенсирующих подключаемых между выходными электродами транзисторов емкостей, величина которых определяется паразитной емкостью транзисторов на корпус модулятора и местом включения этих транзисторов в схеме;

методика расчета предельных характеристик модуляторов по частоте и скважности формируемых импульсных последовательностей, состоящая в анализе тепловых режимов работы элементов модулятора;

зависимость от параметров схемы предельно допустимой задержки начала переключения отдельных транзисторов составных ключей между собой, рассчитанная на основании критерия отсутствия перенапряжений на транзисторах.

Глава 1. Состояние вопроса и постановка задач 1.1. Требования к параметрам радиоимпульсов, генерируемых в современных РПДС Наиболее жесткие требования к параметрам формируемых СВЧ импульсов предъявляются в радиолокационной технике. Современные требования к информативности и точности первичной радиолокационной информации накладывают жесткие требования, предъявляемые к параметрам генерируемых в РПДС радиоимпульсов. Использование сложно модулированных сигналов приводит к необходимости повышения управляемости и гибкости работы РПДС при значительных изменениях параметров формируемых импульсов и их последовательностей [26].

Радиолокационный сигнал, отраженный от цели, несет в себе информацию о дальности ее расположения и радиальной скорости относительно РЛС.

Разрешающая способность радиолокационного сигнала по дальности определяется шириной его спектра, по скорости - его длительностью [27, 28]. При этом для простых сигналов (без внутриимпульсной модуляции) эти требования оказываются противоречивы. Приходится использовать сигналы с внутриимпульсной модуляцией, при этом длительность зондирующих импульсов выбирается, исходя из требований к разрешающей способности по скорости и характеристик цели, расстояния до нее. В случае многофункциональных радиолокационных систем требуется изменять длительность импульсов в широких пределах. В случае удаленных и малоподвижных целей для увеличения энергии зондирующего сигнала следует использовать импульсы большой длительности (от 10 мкс до сотен мс). Для высокоскоростных близко расположенных целей нет необходимости увеличивать энергетику зондирующего сигнала, поэтому следует использовать импульсы малой длительности (1... нс). В этом случае можно обеспечить высокое разрешение целей по дальности и многофункциональных РЛС требуется иметь возможность формировать импульсы длительностью от 1 нс до сотен мс и более.

При использовании коротких импульсов для увеличения разрешающей способности по скорости используют пачечные режимы работы РПДС. В этом случае разрешение по скорости будет определяться длительностью пачки импульсов, а по дальности - параметрами одного импульса (или параметрами его внутриимпульсной модуляции). Однако в этом случае в теле неопределенности радиолокационного сигнала появляются побочные максимумы, которые приводят к появлению неоднозначности определения дальности до цели и ее скорости.

Число побочных максимумов по дальности определяется количеством импульсов в пачке, а по скорости - частотой повторения импульсов в пачке. Чем выше частота повторения импульсов в пачке, тем меньше число побочных максимумов тела неопределенности по доплеровскому сдвигу частоты попадают в полосу частот фильтра доплеровских частот, тем меньше неоднозначность определения скорости. Однако с ростом частоты увеличивается неоднозначность определения дальности до цели. Эта неоднозначность устраняется изменением от пачки к пачке частоты повторения импульсов. Диапазон изменения частоты повторения импульсов может лежать в пределах от 10 Гц до 1000 кГц и более.

Потенциальную максимальную частоту повторения импульсов можно определить как (1/(2tимп мин)), где tимп мин - минимальная длительность формируемых импульсов.

Однако, как правило, на этот параметр оказывают существенное влияние тепловые режимы схемы, так как при увеличении частоты повторения импульсов существенно увеличиваются динамические потери в модуляторе, что может привести к перегреву элементов его схемы [28]. Поэтому максимальную частоту повторения импульсов приходится ограничивать значением, определяемым величиной динамических (а также статических) потерь в модуляторе при конструктивно достижимых условиях отведения теплоты от его элементов.

Точность определения дальности до цели во многом зависит от длительности фронта импульса. Так для сигналов без внутриимпульсной модуляции, на 1 нс длительности фронта приходится погрешность определения дальности 0,15 м. Чем большую часть излучаемого импульса занимают фронт и спад, тем больше энергетические потери на неидеальность формы импульса.

Поэтому необходимо стремиться к уменьшению длительностей фронта и спада импульса. Суммарная длительность фронта и спада импульса, как правило, не должна превышать 0,2 от длительности импульса. Типовые значения этих параметров лежат в диапазоне 1...200 нс.

1.1.1. Искажения генерируемых в РПДС электромагнитных колебаний С целью увеличения дальности обнаружения целей в РЛС применяются когерентные методы обработки радиолокационных сигналов [27, 30, 28]. Также в радиолокационных системах с синтезированной апертурой используется длительное когерентное накопление сигнала. В таких системах требуется обеспечивать высокую стабильность фазы излучаемого сигнала.

В системах с селекцией движущихся целей (СДЦ) изменения параметров излучаемого сигнала могут привести к уменьшению достижимой величины коэффициента улучшения – параметра, характеризующего увеличение отношения сигнал/шум для движущихся целей. Так, в генераторах с внешним возбуждением максимальное значение коэффициента улучшения ограничено значением:

где - изменение фазы излучаемых электромагнитных колебаний за время импульса. Для автогенераторов:

где f - изменение частоты колебаний за время импульса.

В общем случае случайные изменения фазы (фазовый шум) излучаемых колебаний приводят к энергетическим потерям. При этом мощность фазового шума может быть рассчитана из соотношения [31] P ВЫХ ( )2 P0 ВЫХ.

Случайные изменения амплитуды генерируемых колебаний A на величину A ограничивают коэффициент улучшения СДЦ величиной Появление на плоской вершине импульса пульсаций с частотой, лежащей в диапазоне анализа СДЦ, может привести к обнаружению ложных целей. Поэтому необходимо исключать появления переходных процессов и пульсаций за время радиоимпульса.

генераторные ЭВП напряжений за время формирования импульса на изменение фазы генерируемых колебаний. Амплитуда колебаний также в значительной степени зависит от питающих напряжений. Степень влияния изменения питающих напряжений на параметры электромагнитных колебаний (, f, A ), генерируемых в РПДС, построенных на СВЧ ЭВП, будут рассмотрены ниже в разделе 2.1.

Таким образом, требуется обеспечить стабильность напряжений, питающих ЭВП, которая зависит от высоковольтных источников питания (ВВИП), объединенных в системы импульсного электрического питания (СИЭП). В свою очередь ВВИП представляют отдельный класс устройств силовой электроники [32], и в настоящей работе вопросы, связанные с их работой, рассматриваться не будут.

В настоящее время для уменьшения влияния изменений параметров излучаемых РЛС колебаний на показатели радиолокационных сигналов (в первую очередь отношение сигнал/шум) используются следующие методы:

1. запоминание излучаемого сигнала на промежуточной частоте и использование его для дальнейшей когерентной обработки принятых сигналов;

2. введение в усиливаемый сигнал предыскажений, имеющих изменения параметров, противоположные вносимым в тракте усилителя;

3. повышение стабильности питающих напряжений;

4. введение систем автоматической подстройки фазы и амплитуды.

генерируемые в РПДС колебания. При обработке отраженного сигнала на промежуточной частоте используется "записанный" при излучении сигнал. В этом случае удается устранить потери на несоответствие принятого сигнала ожидаемому. При этом значительно усложняются алгоритмы обработки сигналов, повышаются требования к вычислительным мощностям. Затраты на реализацию таких высокопроизводительных систем все еще остаются слишком большими.

При возникновении существенных отклонений параметров генерируемого сигнала от заранее определенного возможно появление дополнительных потерь, вызванных тем обстоятельством, что итоговый излученный сигнал не обладает требуемыми информационными параметрами. Так, например, при использовании ЛЧМ сигналов существенные отклонения закона изменения частоты от линейного могут привести к тому, что излученный сигнал даже при когерентной обработке не обеспечит требуемых параметров разрешения по дальности.

Второй способ используется в РПДС, построенных на генераторах с внешним возбуждением. При его использовании осуществляется предварительная калибровка усилительного тракта от выхода формирователя сигналов до антенны.

По эталонному сигналу с известными параметрами определяются систематические искажения в усилительном тракте. Зная характеристики искажений сигнала в этом тракте, можно ввести в формирователе сигналов на промежуточной частоте такие предыскажения, чтобы результирующий сигнал на выходе усилителя имел заданные характеристики. Такой способ относительно прост в реализации (при использовании цифрового синтеза сигналов) и не требует значительных вычислительных ресурсов. Однако он не позволяет корректировать случайные изменения фазы сигнала, вызванные быстрыми изменениями питающих напряжений.

Третий способ направлен на уменьшение изменения питающих напряжений - основного фактора, влияющего на параметры генерируемых в РПДС электромагнитных колебаний. В настоящее время он получил наибольшее распространение, так как наиболее прост в реализации. Повышение стабильности напряжений достигается путем увеличения емкости накопителя, что уменьшает спад ускоряющего напряжения за время генерирования импульса (или их последовательности). Однако при этом несколько увеличиваются габариты РПДС.

Также при разработке конструкции РПДС стремятся уменьшить паразитные емкости и индуктивности, образующие резонансные контуры, которые могут возбуждаться на фронтах импульса и приводить к появлению переходных процессов на плоской вершине импульса.

Использование схем фазовой и амплитудной автоподстройки сигнала возбуждения ЭВП возможно только в генераторах с внешним возбуждением. При этом требуется вводить дополнительные элементы в волноводный тракт, что приводит к его усложнению и увеличению габаритов. Схемы ФАП, как правило, способны корректировать фазу входного сигнала в узком диапазоне (±180°), поэтому целесообразно уменьшать изменение фазы генерируемых сигналов за счет уменьшения изменений питающих напряжений во время импульса.

Из вышесказанного можно сделать вывод, что в современных СИЭП используемых в РПДС, построенных на основе СВЧ ЭВП, предъявляются жесткие требования к параметрам формируемых ими импульсов напряжения, так как от их стабильности зависит качество получаемой радиолокационной информации.

1.2. Обзор опубликованной информации по импульсным модуляторам мощных РПДС 1.2.1. Способы получения импульсной модуляции ЭВП СВЧ в мощных РПДС В РПДС модулирующие импульсы напряжения формируются модулятором.

Модуляторы включают в себя высоковольтный ключ и накопитель электрической энергии, который может быть емкостным или индуктивным [14, 3, 19]. В настоящее время используют модуляторы с емкостными накопителями, так как при прочих равных условиях они обладают меньшими массой и габаритами, позволяют формировать импульсы с более высокой прямоугольностью, удобны при конструировании [22, 23]. В свою очередь модуляторы с емкостным накопителем разделяются на модуляторы с частичным разрядом накопителя и полным его разрядом [3, 33].

В результате работы модулятора с полным разрядом накопителя импульсы напряжения образуются при разряде формирующей линии на согласованную нагрузку. Коммутацию формирующей линии и нагрузки может осуществлять ключ с мягким восстановлением, так как по завершении импульса накопитель полностью разряжается.

Рис. 0.1 Структурная схема ИМ с полным разрядом накопителя.

На Рис. 0.1 приведена структурная схема ИМ с полным разрядом накопительной формирующей линии. Здесь L1, L2, C1, C2 образуют искусственную формирующую линию (ИФЛ). V1 – газонаполненный прибор тиратрон (возможно также использование тиристоров), который коммутирует ИФЛ на первичную обмотку импульсного трансформатора Т1. Этот узел необходим для согласования нагрузки V2 с характеристическим сопротивлением ИФЛ.

Такие схемы обладают рядом преимуществ по сравнению с ИМ с частичным разрядом [34]: простота конструкции; малые габариты; низкая стоимость, применение согласующего трансформатора позволяет уменьшить напряжение силового источника питания.

Однако, такие схемы не позволяют оперативно изменять параметры формируемых импульсов в широких пределах. Форма выходного напряжения отличается от прямоугольной и сильно зависит от характера нагрузки и числа звеньев ИФЛ, что вынуждает использовать дополнительные корректирующие цепи [19, 34]. Они позволяют значительно уменьшить пульсации на плоской части импульса, но при этом усложняется схема ИМ. Учитывая это, в настоящее время ИМ с полным разрядом используются редко. Использование импульсного трансформатора существенно ограничивает длительности формируемых импульсов [34, 35].

На рис. 1.2. приведена структурная схема ИМ с частичным разрядом накопительной емкости. Здесь высоковольтный источник напряжения заряжает накопительный конденсатор. При подаче управляющего импульса на модулятор высоковольтный ключ замыкается и подключает нагрузку к источнику энергии.

По окончании импульса ключ размыкается.

Модуляторы с частичным разрядом накопительной емкости позволяют формировать практически прямоугольные импульсы. Длительность фронтов в них определяется скоростью переключения ключа, практически отсутствуют переколебания на плоской вершине импульса. Спад плоской вершины за время формирования импульса, а также уменьшение амплитуды импульсов за время формирования импульсной последовательности определяются емкостью накопителя и мощностью источника питания.

Рис. 1.2. Структурная схема ИМ с частичным разрядом накопительной емкости.

Ранее в модуляторах в качестве высоковольтных ключей применялись мощные модуляторные лампы типа ГМИ и тиратроны, а в защитных ключах управляемые газовые разрядники (например ГРУ-50) и тиратроны [3, 14, 19]. На рис. 1.3 приведена схема РПДС, построенная на магнетроне.

Рис. 1.3. Схема РПДС на магнетроне с последовательным включением нагрузки и Здесь накопитель подключается последовательно с нагрузкой, а высоковольтный ключ замыкает цепь между нагрузкой и накопителем [36]. Заряд накопителя осуществляется через ограничительные резистор и дроссель. Поэтому такие схемы обладают низким КПД, а частота повторения импульсов ограничена скоростью подзарядки накопителя. Такие схемы применялись ранее для упрощения питания накальных цепей электровакуумного ключа, и удобства управления им. Они обеспечивают высокое быстродействие и мощность, однако, как отмечалось во введении, не удовлетворяют требованиям по надежности – срок службы ряда комплектующих изделий ограничен. Кроме того, в открытом состоянии падение напряжения на ключевых лампах слишком велико, что обусловлено их высоким внутренним сопротивлением (100...1000 Ом). Проходная характеристика этих ламп пологая, требуется формировать импульсы управляющего напряжения с амплитудой порядка 1000 В. Ограничения по току катода коммутирующих ламп приводят к затягиванию длительности импульса.

Современные требования к РПДС (в частности многофункциональных РЛС) заставляют переходить от электровакуумных коммутирующих приборов к твердотельным [22, 23].

1.2.2. Схемы высоковольтных твердотельных модуляторов для СВЧ ЭВП Благодаря освоению промышленностью выпуска мощных высоковольтных ключевых транзисторов с изолированным затвором, появилась возможность конструировать малогабаритные импульсные модуляторы с рабочими напряжениями до сотен кВ и импульсными токами до нескольких сотен Ампер, построенные полностью на твердотельных элементах [24, 22, 25, 37, 38, 39].

Твердотельные ИМ все чаще используются при модернизации и создании новых РПДС, построенных на основе ЭВП СВЧ. Как отмечают зарубежные разработчики аппаратуры [37], переход от ИМ, построенных на электровакуумных коммутаторах, к твердотельным позволяет значительно увеличить надежность всего передатчика в целом. Уменьшаются габариты радиопередающей системы, сокращается число отказов.

Твердотельные коммутирующие приборы сравнительно низковольтны (рабочие напряжения составляют 0,5...2 кВ), а напряжения питания современных генераторных СВЧ ЭВП имеют значения 1...100 кВ, поэтому, как правило, нельзя использовать единичные приборы для коммутации таких напряжений.

В работе [40] один или несколько транзисторов, соединенных параллельно (для обеспечения требуемой величины тока), осуществляют коммутацию первичной обмотки повышающего импульсного трансформатора. На вторичной обмотке трансформатора формируется импульс с требуемой амплитудой. Такие схемы просты в реализации, однако аналогично схеме рис. 1.1 использование импульсного трансформатора приводит к искажениям формы напряжения на нагрузке, большие трудности возникают при необходимости формировать длинные импульсы. Использование таких схем для питания магнетронов с холодным катодом сопряжено с рядом трудностей [41].

В работах [37, 21, 42, 24, 43, 22, 38, 39, 44, 45] для обеспечения требований по электропрочности высоковольтные ключи строятся из большого количества транзисторов, соединенных последовательно. В дальнейшем будем называть такие ключи составными. Составные ключи способны работать с высокими напряжениями, величина коммутируемого тока и быстродействие определяются используемыми транзисторами. Возможно последовательно-параллельное соединение нескольких приборов. На рис. 1.4 приведена структурная схема такого ключа, построенного на базе МОП полевых транзисторов. В схеме также могут использоваться биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ).

Рис. 1.4. Структурная схема составного высоковольтного твердотельного ключа.

При использовании модуляторов, построенных на составных ключах, приходится сталкиваться с рядом трудностей [46, 47, 48, 39]:

транзисторам, что приводит к появлению перенапряжений на них в результате возможен выход из строя модулятора;

необходимо обеспечить синхронность переключения всех транзисторов;

необходимо обеспечить передачу управляющего сигнала к входным цепям отдельных транзисторов и гальванически изолировать их от схемы управления ключом.

твердотельных модуляторов по разному подходят к решению проблемы появления перенапряжений на транзисторах. Так, в работе [41] в качестве ограничителя напряжения, прикладываемого к транзистору, используется встроенный в полевой транзистор диод-стабилитрон. Однако допустимая энергия, рассеиваемая этим диодом, мала, что при систематическом появлении перенапряжений приводило к выходу из строя всего ключа. В работах [24, 43, 39] в качестве ограничителя напряжения используются специальные приборы защитные диоды. Однако, как показывает практика, в таких схемах наблюдаются локальные перегревы отдельных элементов модулятора, что существенно ограничивает диапазоны рабочих режимов модуляторов [46, 47]. В работе [39] проводится анализ факторов, влияющих на разброс напряжений, прикладываемых к транзисторам ключей в закрытом состоянии (в статическом режиме).

Проводится расчет коэффициента запаса по напряжению для этого режима.

Однако при расчетах не учитываются явления, наблюдаемые в динамическом режиме работы (во время переключения).

обязательным условием правильной работы твердотельных ключей, построенных по последовательной схеме (см. разделы 3.1 и 4.2). В большинстве работ [43, 41, 39] принималось, что синхронность обеспечивается одинаковостью параметров используемых транзисторов. Это можно считать верным, если транзисторы взяты из одной партии и их число мало (менее 10). Необходимо также обеспечить синхронность подачи управляющего сигнала на входные клеммы транзисторов.

Как показывает практика, эти условия нельзя считать достаточными, так как даже при их идеальном выполнении (при использовании математического моделирования) наблюдаются различия в характере изменения напряжений, прикладываемых к отдельным транзисторам, из-за влияния паразитных параметров схемы [46]. В доступных источниках информации не проводится анализ такого важного параметра как допустимый разброс задержки появления управляющих сигналов на входах отдельных транзисторов.

Разработчики используют в составных ключах различные схемы передачи управляющего сигнала к входным цепям отдельных транзисторов. Так, в [49] описывается схема, использующая емкостную связь. Такие схемы просты в конструировании, однако требуют точного подбора величин разделительных емкостей. Как показывает анализ работы моделей таких модуляторов на ЭВП, при возникновении пробоя в нагрузке возможно неконтролируемое переключение модулятора. Существуют конструкции модуляторов, в которых передача управляющего сигнала осуществляется по оптическому каналу (через непосредственного управления каждым транзистором приходится использовать буферный усилитель. Каждому усилителю необходим дополнительный источник энергии, что приводит к существенному усложнению конструкции, увеличению габаритов модулятора. Такие схемы обладают низкой помехоустойчивостью.

Наибольшее распространение получили схемы, в которых передача управляющего сигнала осуществляется через импульсные трансформаторы [50, 51, 42, 24, 43, 49, 39]. Такие схемы обладают высокой мощностью и помехоустойчивостью. Проблема формирования импульсов большой длительности здесь решается использованием специальных схем хранения заряда на входной емкости транзисторов, управляемых напряжением [51, 25, 39].

Возможны два варианта построения таких модуляторов: с импульсным трансформатором напряжения и импульсными трансформаторами тока. Оба варианта имеют свои достоинства и недостатки (см. главу 3). В [49] рассматривается схема модулятора, в которой сигналы управления передаются через последовательно соединенные связанные трансформаторы. В таких схемах достаточно просто обеспечить электрическую изоляцию высокопотенциальных узлов схемы, однако в них трудно обеспечить синхронность передачи управляющих сигналов, возникают сомнения в одинаковости величин управляющих напряжений, прикладываемых к входным клеммам отдельных транзисторов.

В доступных источниках информации не приводятся расчеты значений минимальных длительностей импульсов и их фронтов. Рассматривается только случай одного транзистора, работающего на индуктивную нагрузку [50]. В этом источнике отмечается, что для полевых транзисторов теоретические значения времен переключения составляют 20-200 пс. В реальных схемах достигнуть столь быстрого переключения и, соответственно, длительностей формируемых импульсов не удается, так как существенное влияние оказывают паразитные параметры транзисторов и схем их управления.

Как показывает практика, на работу составных твердотельных ключей существенное влияние оказывают паразитные параметры элементов схемы. Так как ИМ для ЭВП СВЧ работают с высокими импульсными напряжениями, то проводить исследование влияния паразитных параметров на работу ИМ путем непосредственных измерений напряжений и токов на практике трудно.

Достоверность таких измерений мала, так как измерительные приборы обладают входными емкостями и сопротивлениями, соизмеримыми с элементами ИМ.

моделирования электрических схем [52, 53]. Использование математической модели импульсного модулятора, построенного на составных твердотельных ключах, позволяет проводить исследования процессов, протекающих в импульсном модуляторе. Появляется возможность оценить напряжения и токи в любых точках модулятора, выявлять их зависимости от параметров схемы. В [41] при математическом моделировании высоковольтных твердотельных модуляторов не учитывался ряд важных параметров, влияющих на работу модулятора. Используемые упрощения приводили к некорректному отображению и пониманию работы составных твердотельных ключей.

модуляторах для СВЧ генераторных ЭВП включены в отдельные главы книг, посвященных радиопередающим устройствам, или в периодическую литературу.

Опубликовано сравнительно небольшое количество работ, в которых, как правило, проводится обзор возможных или уже достигнутых характеристик твердотельных модуляторов, конструктивных особенностей конкретных разработок, возможные варианты схем таких модуляторов. Существующие отечественные и зарубежные разработки ИМ для СВЧ ЭВП не позволяют одновременно удовлетворить требования по быстродействию, максимальной и минимальной длительностям формируемых импульсов, надежности.

Современное состояние развития техники радиопередающих и генерирующих устройств требует более глубокого исследования высоковольтных модуляторов, построенных на составных ключах.

1.3. Постановка задач, решаемых в диссертации Проведенный выше обзор показывает:

До настоящего времени, несмотря на широкое применение твердотельных составных ключей, нельзя считать исследованными в достаточной степени процессы, происходящие в таких ключах. Явно недостаточно изучены зависимости параметров формируемых импульсов от величин тех паразитных элементов схемы модулятора, которые имеют место в реальных устройствах.

Проектирование твердотельных импульсных модуляторов необходимо осуществлять с учетом параметров их нагрузок и возможных аварийных ситуаций в них.

На практике часто требуется определять предельные режимы работы модуляторов с учетом их конструктивных особенностей. С позиции разработчиков РПДС желательно иметь возможность проводить оценку диапазонов изменения длительности, частоты повторения и скважности генерируемых импульсных последовательностей, а также возможных искажений их формы.

В предлагаемой работе с целью исследования высоковольтных импульсных модуляторов ЭВП СВЧ, построенных на основе составных твердотельных ключей, позволяющих улучшить параметры формируемых импульсов, расширить диапазоны изменения их частот повторения и длительностей были поставлены следующие задачи:

определить параметры СВЧ ЭВП как нагрузок для твердотельных модуляторов и учесть возможные аварийные ситуации в них;

сформировать схемные варианты моделей импульсных модуляторов, использующих составные ключи, учитывающие индивидуальные особенности отдельных элементов и их паразитные параметры;

провести исследование влияния паразитных параметров схемы на параметры формируемых импульсов, а также на работу твердотельных импульсных модуляторов;

определить предельные режимы работы твердотельных импульсных модуляторов по частоте и скважности, минимальной длительности фронта формируемых импульсов;

создать макетный образец модулятора для сопоставления результатов теоретических исследований с наблюдаемыми на практике.

Глава 2. Особенности генераторных ЭВП СВЧ как нагрузок импульсных РПДС Так как целью диссертации является исследование особенностей работы и проектирования импульсных твердотельных модуляторов в составе радиопередающих систем на основе ЭВП СВЧ, то необходимо определить характер нагрузки модулятора, то есть в первую очередь зависимость тока ЭВП от приложенных к его выводам напряжений - вольт-амперные характеристики (ВАХ), возможные аварийные ситуации в нагрузке модулятора. Также представляют интерес зависимости изменения фазы и амплитуды выходных колебаний ЭВП СВЧ от изменения величин питающих напряжений.

При отсутствии согласующих импульсных трансформаторов СВЧ генераторные электровакуумные приборы подключаются непосредственно к импульсному модулятору и являются его нагрузкой. В зависимости от типа ЭВП характер этой нагрузки различается. При этом различаются схемы модуляции:

анодная и сеточная [14].

2.1 Физические основы работы СВЧ ЭВП Во всех ЭВП СВЧ электроны под действием ускоряющего электрического поля, приложенного между катодом и анодом, эмитируются с катода и приобретают некоторую скорость [54, 55]. Под действием высокочастотного поля в пространстве взаимодействия происходит изменение состояния электронов в потоке – модуляция электронов по скорости и электронного потока по плотности.

Как правило, на электроны воздействуют одновременно статические электрическое и магнитное поля. В зависимости от их взаимного направления действия различают приборы М и О типов. В приборах типа М электрическое и магнитное поле перпендикулярны друг другу, а в приборах типа О эти поля коллинеарны. В таблицах 2.1 и 2.2 приведена классификация ЭВП СВЧ [28].

Таблица 2.1. Лампы со скрещенными полями (типа М).

С замкнутым С замкнутым С разомкнутым С замкнутым С разомкнутым электронным электронным электронным электронным электронным Таблица 2.2. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О).

Клистрон, многолучевой клистрон (МЛК), клистрон с удлиненным пространством взаимодействия Лампа бегущей электростатической фокусировкой Твистрон, многолучевой клистрон бегущей волны Приборы типа М обладают высоким КПД (40...80%), сравнительно небольшой полосой рабочих частот (1...30%) и коэффициентом усиления (Nграничн..) собственная емкость ключа практически не зависит от N, в этом случае можно считать, что Wдин не зависит от числа транзисторов в ключе и увеличение числа транзисторов, составляющих ключ, приводит к увеличению Pдоп и, как следствие, увеличению максимально допустимой частоты повторения импульсов fмакс.доп.. При этом значение Qмин остается неизменным.

При использовании дополнительных выравнивающих емкостей собственная емкость ключа при N=Nграничн. принимает минимальное значение (см. раздел 4.2).

Таким образом, если расчет числа ячеек, исходя из требований к рабочему